Повышающий ключевой стабилизатор напряжения: Повышающий импульсный стабилизатор напряжения

Содержание

Импульсный стабилизатор напряжения. Что это такое?

2022-04-08

Стабилизатор служит для стабилизации и изменения выходного напряжения. Одним из видов стабилизатора является импульсный стабилизатор. Отличие данного вида стабилизатора заключается в том, что его основной элемент, который регулирует выходное напряжение, всегда находится в ключевом режиме.Импульсный стабилизатор удобен тем, что напряжение в нем изменяется очень плавно. Читайте подробности в нашей статье. А узнать, как в 2022 году можно получить водительское удостоверение в Москве, можно на сайте https://moluch.ru/archive/335/88496/. Переходите по ссылке в один клик, узнавайте все нюансы и будьте в курсе всего происходящего.

Этому способствует специальный элемент, который в свою очередь повышает выходное напряжение при достаточном накоплении энергии в нем, и затем происходит снижение, благодаря отдачи напряжения в основную нагрузку. В результате работы этого элемента снижаются потери энергии. А это не маловажно. Помимо этого, размеры импульсного стабилизатора отличаются своими размерами. Они немного меньше по размеру и по массе, в сравнении с другими стабилизаторами, где потери более ощутимые.

В продаже существует несколько разновидностей импульсных стабилизаторов. Они могут различаться по напряжению, которое могут выдавать, в зависимости от поданного напряжения.Импульсный стабилизатор напряжения, подразделяется на понижающий входное напряжение, повышающий входное напряжение и произвольный. То есть напряжение можно изменять по-разному. В зависимости от того, какое напряжение нужно выдать. А также инвертирующий.

То есть инвертирует (делает наоборот) входящее напряжение. В качестве ключевых элементов могут использоваться биполярные транзисторы, тиристоры или же полевые транзисторы, называемые поливиками. В качестве интегрируемого элемента могут быть аккумулятор, дроссель или конденсатор. У импульсных стабилизаторов есть определенные недостатки. Основными недостатками является следующее. Возникают огромные проблемы, которые могут привести к полной негодности всего стабилизатора, при поломке ключевого элемента. Проблемы при настройке и ремонте, справиться с которыми без помощи специалистов достаточно трудно.

Назад к разделу

Просмотров: 21

Импульсные стабилизаторы напряжения на микросхемах и транзисторах

Стабилизатор напряжения с широтно-импульсным управлением А. Колдунова является усовершенствованным вариантом стабилизатора П. Беляцкого.

Технические характеристики:

  • Ток холостого хода, не более — 0,25 мА.
  • Длительный номинальный ток нагрузки — 100 мА.Входное напряжение — 11… 15 в.
  • Выходное стабилизированное напряжение — 9 В.
  • КПД: при входном напряжении 11 Б и номинальном токе нагрузки — 82% при 13 б и токе нагрузки 10 мА — 65%; 100 мА — 72%; 200 мА — 69%.
  • Коэффициент стабилизации при номинальном токе нагрузки не менее — 300.
  • Амплитуда пульсаций при максимальном токе нагрузки не более 2 мВ.

Принципиальная схема

На микросхеме DA1 типа КР1006ВИ1 собран генератор прямоугольных импульсов с широтно-импульсным управлением. Генератор питается от параметрического стабилизатора на стабилитроне VD1.

Выходные импульсы с генератора поступают на двухкаскадный транзисторный ключ (транзисторы VT2 и ѴТЗ), коммутирующий индуктивный накопитель энергии — катушку индуктивности (дроссель) L1.

Выходное напряжение заряжает конденсатор большой емкости C3. Напряжение, снимаемое с этого конденсатора, через регулируемый резистивный делитель R7 и R8 поступает на базу транзистора ѴТ1, управляющего длительностью генерируемых импульсов, и, следовательно, определяющего величину энергии, накапливаемой в индуктивном накопителе энергии.

Рис. 1. Схема стабилизатора регулируемого напряжения (0…25 В) с широтно-импульсным управлением.

Величину выходного напряжения можно изменять в пределах от 0 до 25 В при величине питающего напряжения 40 В. Поскольку устройство имеет высокий КПД, то при токе нагрузки менее 200 мА теплоотвод для транзистора VT2 не обязателен.

Дроссель L1 намотан на ферритовом кольце с внешним диаметром 10… 15 мм проводом ПЭВ-2 0,6…0,8 мм до заполнения и залит парафином для снижения свиста. Импульсные стабилизаторы обладают более высоким КПД при среднем и большом токе нагрузки, однако при малом токе КПД у них меньше.

Вторая схема

Схема устройства, показанная на рис. 2, лишена такого недостатка [7.2]. Это позволяет применять его практически в любой аппаратуре: как в различных цифровых, так и в звуковоспроизводящих и радиоприемных устройствах.

Стабилизатор содержит коммутирующий составной транзистор VT1, VT2, коммутирующий диод VD2 и дроссель L1. В узел управления входят опорный элемент на транзисторе ѴТЗ и компаратор DA1.

На выходе стабилизатора включен транзисторный фильтр ѴТ4, ѴТ5. Основа узла управления — компаратор DA1 на ОУ типа К140УД12. К его инвертирующему входу подключен микромощный опорный элемент, выполненный на обратносмещенном эмиттерном переходе транзистора ѴТЗ. Напряжение его стабилизации (лавинного пробоя) 7…7,5 В обеспечивается при токе 20…30 мкА.

Рис. 2. Схема экономичного импульсного стабилизатора напряжения.

На неинвертирующий вход ОУ подается сигнал с резистивного делителя R5 — R7. Выходное напряжение регулируется потенциометром R6.

Конденсатор C3 увеличивает фазовый сдвиг сигнала обратной связи, что необходимо для циклического характера работы устройства. Он же определяет рабочую частоту и в значительной мере влияет на величину пульсаций.

Выход компаратора подключен к базе составного транзистора (VT1, VT2) через резистор R3, задающий ток управления, и стабилитрон VD1, который обеспечивает отсечку управляющего тока и надежное закрывание коммутирующего транзистора во всем интервале входного напряжения. Конденсатор С2 подавляет высокочастотные помехи.

На выходе стабилизатора включен не традиционный LC-фильтр, а транзисторный, что позволяет улучшить динамические характеристики устройства и подавить пульсации не менее чем на 40 дБ.

У транзисторного фильтра есть еще одно преимущество — «мягкое» включение стабилизатора: его выходное напряжение плавно нарастает в течение 2…4 с. Негативным моментом использования транзисторного фильтра является снижение КПД стабилизатора на 6…8%.

Дроссель L1 содержит 28 витков провода ПЭВ-2 0,57, намотанного на броневом магнитопроводе Б14 из феррита 2000НМ. Немагнитный зазор 0,2 мм в магнитопроводе обеспечен прокладкой из бумаги.

Транзисторы устройства при номинальном токе не требуют теплоотвода. Если стабилизатор предполагают эксплуатировать при токе нагрузки более 50 мА, то транзистор ѴТ1 должен быть типа КТ81х и его следует установить на теплоотвод площадью 10… 15 смг. Допустимо использовать транзисторы КТ639, КТ644, тогда выходной ток стабилизатора можно увеличить до 0,5 А.

Типовая схема импульсного стабилизатора напряжения

Типовая схема импульсного стабилизатора напряжения, построенного на микросхеме КР142ЕП1А, изображена на рис. 3. Источник опорного напряжения микросхемы питается непосредственно входным напряжением стабилизатора, а пороговое устройство — стабилизированным, снимаемым с вывода 6 (оно поступает через транзистор ѴТ1, являющийся усилителем тока).

Коммутирующим элементом стабилизатора, собранным на транзисторах ѴТ2, ѴТЗ, управляет импульсный сигнал, снимаемый с выводов 2, 3 микросхемы. На базу (выв. 4) внутреннего составного транзистора микросхемы, служащего встроенным коммутирующим элементом, сигнал поступает с выхода порогового устройства (выв. 11).

Сигнал обратной связи снимается с выхода стабилизатора и через резистивный делитель напряжения R6 и R9 подводится ко входу дифференциального усилителя порогового устройства (выв. 12). На второй вход усилителя (выв. 13) подано стабильное напряжение с источника опорного напряжения.

Рис. 3. Типовая схема импульсного стабилизатора напряжения на микросхеме КР142ЕП1А.

При работе микросхемы в составе ключевого стабилизатора пороговое устройство переключается с частотой, зависящей от параметров элементов стабилизатора, режима микросхемы и тока нагрузки.

Если при воздействии дестабилизирующих факторов выходное напряжение стабилизатора изменяется, то в силу действия обратной связи изменяется и частота переключения, причем так, что выходное напряжение возвращается к установленному уровню.

Если по тем или иным причинам необходимо, чтобы работа порогового устройства была синхронизирована с частотой какого-либо внешнего генератора, его синхронизирующий сигнал подают на выводы 14 и 15 микросхемы.

Это дает возможность строить импульсные стабилизаторы с широтно-импульсным {ШИ) регулированием. Частота переключения коммутирующего элемента в ШИ стабилизаторе постоянна, а под влиянием дестабилизирующих факторов изменяется соответствующим образом длительность открытого состояния коммутирующего элемента.

Основные электрические характеристики микросхемы:

  • Входное напряжение (подводимое к выв. 5) — 10…40 В.
  • Максимальная частота коммутации при входном напряжении 40 В, выходном токе 50 мА и температуре окружающей среды -10…+25°С — до 300 кГц.

Схема для получения стабильных выходных напряжений +12 и +5 В

Для получения стабильных выходных напряжений +12 и +5 В от автомобильного или иного аккумулятора напряжением 9… 12 (9… 18) В может быть использован повышающий импульсный стабилизатор напряжения (рис. 4), на выходе которого включены микросхема DA2 типа 7812 на напряжение 12 В и микросхема DA3 типа 7805 на напряжение 5 В.

Рис. 4. Схема повышающего импульсного стабилизатора напряжения.

Повышающий импульсный стабилизатор напряжения собран на микросхеме DA1 типа UC3843N, выход которой подключен к ключевому полевому транзистору VT1 типа BUZ11.

В схеме используется дроссель индуктивностью 50 мкГн (20…60 мкГн). Он намотан на ферритовом кольце К25х11×22 1000НМ и содержит 20 витков максимально толстого провода. Диод выпрямителя — типа 1N5818. Напряжение на конденсаторе С6 — 18 В.

Частота преобразования 50 кГц. Выходной ток преобразователя до 3 А при КПД примерно 70%.

Двухполярный импульсный стабилизатор напряжения

Двухполярный импульсный стабилизатор напряжения, предназначен для питания измерительного прибора, его схема показана на рис. 5. Стабилизатор выполнен на основе специализированной микросхемы МАХ743.

Рис. 5. Схема двухполярного импульсного стабилизатора напряжения.

Для создания современных импульсных стабилизаторов напряжения с высокой рабочей частотой (более 100 кГц) и КПД до 90% и выше разработана специализированная микросхема управления типа UC3843 фирмы UNITRODE CORP.

Блок управления на UC3843

Для создания серии импульсных стабилизаторов напряжения может быть использован типовой блок управления, в состав которого входит микросхема UC3843 (рис. 6).

Рис. 6. Схема типового блока управления с микросхемой UC3843.

Схема мощного импульсного стабилизатора напряжения понижающего типа с защитой от перегрузок по току с использованием типового блока управления показана на рис. 7.

Рис. 7. Схема мощного импульсного стабилизатора напряжения понижающего типа.

Дроссель L1 (рис. 6) намотан на кольце К10x6x4,5 из пермаллоя МП140 и содержит 5 витков жгута из 6 проводов ПЭВ 0,51 мм, уложенных по всему периметру кольца в один слой.

Дроссель L1 (рис. 7) выполнен на кольце К19x11x4,8 из того же материала и содержит 12 витков из 10 скрученных вместе проводов того же диаметра.

Трансформатор Т1 намотан на кольце К10x6x3 2000НМ1. Вторичная обмотка II намотана проводом ПЭВ 0,2 мм и содержит 200 витков, равномерно уложенных по периметру.

Первичная обмотка — 1 виток многожильного провода сечением 1 мм2, проходящего через отверстие кольца. Концы его подключены к стоку транзистора VT2 и точке соединения катода диода VD1 и левого по схеме вывода дросселя L1. Необходимо соблюдение полярности подключения обмоток.

Основные характеристики стабилизатора: входное напряжение— 8… 15 В; выходное напряжение — 5 В; максимальный выходной ток — 10 А\ амплитуда пульсаций выходного напряжения — не более 100 мВ, нестабильность выходного напряжения — 2%; частота преобразования — 100 кГц’, среднее значение КПД — 90%.

Усовершенствованный вариант импульсного преобразователя

Усовершенствованный вариант схемы предыдущего стабилизатора (рис. 8) имеет повышенный КПД за счет использования нового схемотехнического решения, которое позволяет значительно уменьшить падение напряжения на коммутирующем диоде.

Рис. 8. Схема усовершенствованного варианта импульсного стабилизатора.

Суть этого решения состоит в том, что коммутирующий диод заменяется на биполярный или полевой транзистор. Его включают, когда диод должен быть открыт, а выключают — когда закрыт. Падение напряжения на открытом транзисторе может быть в 5… 10 раз меньше, чем даже на диоде Шотки.

Так, за счет использования в качестве коммутирующего диода п-канального полевого транзистора IRF3205 (ѴТЗ) с сопротивлением открытого канала 8 мОм, падение напряжения на нем не превышает 100 мВ при максимальном токе нагрузки. Для сравнения — соответствующее падение напряжения в тех же условиях для диодов Шотки достигает 500 мВ.

При примерно тех же основных параметрах потери в новом варианте стабилизатора снижены до минимума, его КПД приближается к 95%.

Схема импульсного стабилизатора с использованием полевого транзистора

Еще одна схема импульсного стабилизатора с использованием полевого транзистора показана на рис. 9.

Рис. 9. Схема импульсного стабилизатора с повышенной эффективностью преобразования.

Большинство его характеристик в основном такие же, как и у схемы на рис. 7.7, однако амплитуда пульсаций выходного напряжения снижена до 80 мВ, а частота преобразования повышена до 120 кГц.

При этом среднее значение КПД при максимальном токе нагрузки во всем интервале изменения входного напряжения составляет не менее 95%.

Данные намоточных элементов те же, что и для схемы на рис. 7.

Источник: Шустов М. А. Практическая схемотехника. Преобразователи напряжения.

Простой ключевой стабилизатор напряжения 15-25В 4А

Электронные устройства, выполненные на цифровых микросхемах, не предъявляют слишком высоких требований к стабильности и уровню пульсаций питающего напряжения. Поэтому для питания таких устройств можно с успехом применять простейшие ключевые стабилизаторы напряжения. Они имеют высокий КПД, меньшие габариты и массу по сравнению с непрерывными стабилизаторами. Правильное конструктивное исполнение ключевого стабилизатора позволяет избежать проникновения высокочастотных помех в питаемое устройство.

На рис. 5.28 показана принципиальная схема простого ключевого стабилизатора. При высоких энергетических показателях качество выходного напряжения позволяет подключать к стабилизатору устройства, выполненные на цифровых микросхемах серий К130, КПЗ, К134, К155, К156, К561 и др.

Основные технические характеристики:

Входное напряжение, В……………………………………………………..15…25;

Выходное напряжение, В……………………………………………………5;

Максимальный ток нагрузки, А…………………………………………….4;

Пульсации выходного напряжения при токе нагрузки 4 А во всем интервале

питающего напряжения, мВ, не более…………………………………..50;

КПД, %, не хуже………………………………………………………………60;

Рабочая частота, кГц…………………………………………………………>20.

При подаче на вход устройства напряжения питания в цепи базы составного транзистора VT2, VT3 появляется ток, вследствие чего он открывается. Цепь R3, С2 обеспечивает импульсный характер возникновения этого тока, что способствует форсированному открыванию составного транзистора. После его открывания через дроссель L1 начинает протекать возрастающий ток, заряжающий накопительные конденсаторы СЗ, С4.

Когда напряжение на этих конденсаторах достигает некоторого уровня, открываются транзисторы VT4 и VT1. Последний из них, насыщаясь, подключает к эмиттерному переходу транзистора VT2 заряженный в закрывающей полярности конденсатор С2. Это способствует быстрому закрыванию составного транзистора.

Ток в дросселе L1 не может мгновенно прерваться, поэтому после закрывания транзисторов VT2, VT3 открывается диод VD1, который замыкает цепь тока через дроссель L1. В этот отрезок времени ток в дросселе уменьшается, а с момента, когда он сравняется с током нагрузки, начинает уменьшаться и напряжение на конденсаторах СЗ, С4. При некотором его значении транзисторы VT4 и VT1 закрываются, a VT2 и VT3 — открываются, и ток в дросселе L1 начинает снова увеличиваться, диод VD1 закрывается.

Напряжение на конденсаторах СЗ, С4 продолжает уменьшаться, и, когда ток в дросселе L1 становится равным току нагрузки, напряжение на конденсаторах СЗ, С4 снова начинает увеличиваться, и цикл работы стабилизатора повторяется. Конденсатор С5 создает на базе транзистора VT4 необходимый фазовый сдвиг сигнала обратной связи, определяющий частоту следования рабочих циклов. Фильтр L2, С6 служит для уменьшения пульсаций выходного напряжения.

Мощность, рассеиваемая на транзисторе VT3 и диоде VDI, незначительна. Это позволяет получить значительный ток нагрузки без применения теплоотводов для мощных элементов. Однако при длительной работе с током нагрузки свыше 3,5 А необходима установка этих элементов на теплоотводы. Полное описание работы схемы и монтажа стабилизатора приведено в [96]. Печатная плата устройства приводится на рис. 5.29.

Моделирование схем импульсных устройств электропитания в пакете Ni Multisim Текст научной статьи по специальности «Электротехника, электронная техника, информационные технологии»

УДК 621.396.6 И.А. Белоус

Владивостокский государственный университет экономики и сервиса Владивосток. Россия

Моделирование схем импульсных устройств электропитания в пакете NI Multisim

Приведены результаты моделирования и расчетов параметров понижающего и повышающего импульсных преобразователей постоянного напряжения. Показано, что пакет NI Multisim содержит достаточно точные и адекватные модели радиоэлементов и может быть успешно использован для схемотехнического моделирования импульсных устройств вторичного электропитания.

Ключевые слова и словосочетания: схемотехническое моделирование, стабилизатор напряжения, широтно-импульсная модуляция, преобразование постоянного напряжения, импульсный стабилизатор.

I.A. Belous

Vladivostok State University of Economics and Service Vladivostok. Russia

Modeling of schemes of pulse devices of power supply in a NI Multisim package

Results of modeling and calculation of parameters down and step-up DC switching converters are given. It is shown that the NI Multisim package contains rather exact and adequate models of radioelements and it can be successfully used for circuitry modeling of pulse devices of secondary power supply.

Keywords: circuit simulation, a voltage regulator, pulse width modulation, the conversion constant voltage switching regulator.

Разработка любого радиоэлектронного устройства [1] включает физическое или математическое моделирование. Физическое моделирование связано с большими материальными затратами, так как требует изготовления макетов и их трудоемкое исследование, а иногда просто невозможно из-за сложности радиоэлектронного устройства. В этом случае прибегают к математическому моделированию с использованием средств и методов вычислительной техники [2].

NI Multisim — это программный пакет (рис. 1), позволяющий моделировать электронные схемы и разводить печатные платы. Главная особенность NI Multisim [3] — простой и наглядный интерфейс, мощные средства графического

Белоус Игорь Александрович — доцент кафедры информационных технологий и систем; е-mail: [email protected] vvsu.ru.

анализа результатов моделирования, наличие виртуальных измерительных приборов, копирующих реальные аналоги. Библиотека элементов содержит более 2000 SPICE-моделей компонентов National Semiconductor, Analog Devices, Phillips, NXP и других производителей. Присутствуют электромеханические модели, импульсные источники питания, преобразователи мощности.

Common User Interface

Рис. 1. Взаимосвязь программного обеспечения в NI Multisim

Multicap — средство создания и описания электрических схем. Программа включает безрежимное редактирование, имеет удобные средства взаимодействий с другими программными продуктами и обширную базу данных.

Multisim — интерактивный эмулятор схем, осуществляющий моделирование и анализ аналоговых и цифровых электрических цепей.

UltiBOARD — программное средство для размещения электрорадиоэлементов и разводки электрических соединений между компонентами.

Ultiroute — программное средство для автоматического размещения и соединения большого количества компонентов на печатной плате.

Постоянное совершенствование аппаратуры связи предъявляет все более высокие требования к таким показателям качества источников вторичного электропитания, как надежность, коэффициент стабилизации, выходное сопротивление, масса и габариты, энергетическая эффективность и др. [4]. Эти требования противоречивы. Так, уменьшение выходного сопротивления может быть достигнуто за счет усложнения схемы стабилизатора, что приводит к уменьшению надежности и увеличению его массы. Повышение КПД стабилизаторов напряжения и тока возможно только за счет уменьшения потерь мощности в элементах стабилизатора, что при непрерывном способе регулирования весьма затруднено. При увеличении мощности, отдаваемой стабилизатором в нагрузку, увеличиваются габариты и масса радиаторов, необходимых для нормального теплового режима работы регулирующих транзисторов.. (1)

вых rp J вх вх rp w

Т 0 Т

Из полученного соотношения следует, что при постоянных значениях ивх и Т величина выходного напряжения стабилизатора ивых пропорциональна длительности импульса 1и. Отношение длительности импульсов 1и к периоду их следования Т называется коэффициентом заполнения [4]:

К = К/т . (2)

Соответственно при Т = const получается

U = KU (3)

вых з вх • v ‘

где Кз < 1, т. е. среднее значение выходного напряжения в рассматриваемой схеме будет всегда меньше среднего значения входного напряжения. Импульсные стабилизаторы постоянного напряжения, у которых ивых < ивх, называются понижающими или типа ПН.вхь Если при номинальном значении входного напряжения UBX величина выходного напряжения определялась соотношением (3), то для постоянства напряжения на выходе стабилизатора: ивых = const -необходимо, чтобы K3i > Кз.

Коэффициент сглаживания пульсаций Г-образного фильтра тем больше, чем выше частота пульсаций юп по отношению к собственной частоте LC -контура ю о, т. е. чем меньше период следования импульсов Т по сравнению с периодом 2п/ю0 [4].

В момент замыкания ключа Кл на вход фильтра подается напряжение ивх, и через реактор L начинает протекать ток i(L), возрастающий по линейному закону благодаря тому, что постоянная времени цепи т = L/R достаточно велика. Если рассматривается установившийся режим работы ключа (после большого числа его замыканий и размыканий), то к реактору прикладывается напряжение, равное разности между ивх и напряжением на конденсаторе ис: щ=ивх-ис. При этом вентиль Д оказывается закрытым под действием обратного напряжения, равного по величине ивх. Конденсатор С сначала продолжает разряжаться на сопротивление нагрузки при ис>(ивх-иь), а затем начинает заряжаться при ис<(ивх-иь). В момент размыкания ключа Кл ток, протекающий через реактор, достигает некоторого максимального значения ILm, которому соответствует запасенная в магнитном поле реактора энергия LI2Lm/2. Ток в реакторе не может мгновенно снизиться до нуля [4].

В некотором интервале времени, в течение которого магнитный поток, сцепленный с витками обмотки реактора, снижается до нуля, в обмотке индукцируется ЭДС е2 = -dy/dt = -LdiL/dt, противодействующая уменьшению ЭДС. Полярность этой ЭДс противоположна полярности ЭДс реактора в интервале времени, когда ключ был замкнут. Под действием ЭДс открывается вентиль Д, и энергия реактора начинает поступать в нагрузку, поэтому ток реактора снижается до некоторого минимального значения ILmin, соответствующего моменту времени, когда ключ Кл снова замкнется, и т. д.

В интервале tn, когда ключ разомкнут, конденсатор С сначала продолжает заряжаться при Uc<eL, а затем уже разряжается при Uc>eL., которая соответствует нулевому значению тока в обмотке реактора в момент, предшествующий замыканию ключа Кл [4].

При непрерывном протекании тока через индуктивность среднее значение тока в нагрузке 1н равно среднему значению тока индуктивности:

h ={hm + hmin )/2 . (4)

Рабочая схема части силовой цепи импульсного стабилизатора постоянного напряжения типа ПН (рис. 4) содержит помимо источника постоянного напряжения VI и нагрузки ЯИ четыре основных элемента: ключ реактор L1, конденсатор С1 и вентиль VD.

Рис. 4. Рабочая схема для изучения понижающего преобразователя постоянного

напряжения

Произведено моделирование понижающего преобразователя постоянного напряжения с целью определения зависимости выходного напряжения от коэффициента заполнения Кз и сравнения полученных данных с теоретическими расчетами по (3). На рисунке 5 представлены полученные данные. Наблюдается тенденция уменьшения числовых различий между измеренными и рассчитанными значениями по мере увеличения коэффициента заполнения.

Рис. 5. Результаты измерений (ряд 1) и расчетов (ряд 2) уровня выходного напряжения понижающего преобразователя постоянного напряжения от коэффициента заполнения

Функциональная схема силовой цепи импульсного стабилизатора постоянного напряжения типа ПВ (рис. 6) содержит четыре основных элемента: ключ Кл, реактор L, конденсатор С и вентиль Д. Величина напряжения на выходе ивых в данной схеме будет больше величины напряжения на его входе ивх [4].

Рис. 6. Функциональная схема силовой цепи импульсного стабилизатора постоянного

напряжения типа ПВ

Рассмотрим установившийся режим работы ключа Кл. эта энергия суммируется с энергией источника входного напряжения и передается в нагрузку. Поэтому наличие конденсатора С в схеме стабилизатора является принципиально необходимым, так как он является единственным элементом, обеспечивающим поддержание постоянного напряжения на нагрузке стабилизатора в интервале В импульсном стабилизаторе типа ПВ напряжение на выходе стабилизатора ивых связано с напряжением на его входе ивх выражением:

и„„ = с/

1

1 — к

(5)

где Кз — коэффициент заполнения, определяемый по (2). Из (5) следует, что выходное напряжение стабилизатора типа ПВ всегда больше входного. Выходное напряжение тем больше входного, чем больше значение коэффициента заполнения Кз [3].

Рабочая схема части силовой цепи импульсного стабилизатора постоянного напряжения типа ПВ (рис. 7) содержит помимо источника постоянного напряжения VI и нагрузки ЯИ четыре основных элемента: ключ реактор L1, конденсатор С1 и вентиль УО.

Рис. 7. Рабочая схема для изучения повышающего преобразователя постоянного

напряжения

Произведено моделирование повышающего преобразователя постоянного напряжения с целью определения зависимости выходного напряжения от коэффициента заполнения КЗ и сравнения полученных данных с теоретическими расчетами по (5). На рисунке 8 представлены полученные данные. Наблюдается минимальное отличие измеренных и расчетных значений выходного напряжения повышающего преобразователя постоянного напряжения.

Рис. 8. Результаты измерений (ряд 1) и расчетов (ряд 2) уровня выходного напряжения повышающего преобразователя постоянного напряжения от коэффициента заполнения

Сравнение результатов моделирования и расчета параметров схем понижающего и повышающего преобразователей постоянного напряжения показывает адекватность и достаточную точность используемых моделей в пакете N1 Multisim.

Данный пакет может успешно использоваться для схемотехнического моделирования импульсных устройств вторичного электропитания.

1. Номоконова, H.H. Электронные устройства: от идеи до практического результата / H.H. Номоконова, Г.В. Голиков, Д.Ю. Михайлов, Ю.В. Колесова, A.B. Овсяникова // Территория новых возможностей. Вестник Владивостокского государственного университета экономики и сервиса. — 2015. — № 1 (28). — С. 62-65.

2. Введение в Multisim. Трёхчасовой курс [Электронный ресурс]. — Режим доступа: http://ni.com/russia

3. Шестеркин, А.Н. Система моделирования и исследования радиоэлектронных устройств Multisim 10 / А.Н. Шестеркин. — М.: Пресс, 2015. — 360 с.

4. Левашов, Ю.А. Электропитание и элементы электромеханики: практикум / Ю.А. Левашов, Е.В. Аксенюк. — Владивосток: Изд-во ВГУЭС, 2006. — 76 с.

© Белоус И.А., 2016

Для цитирования: Белоус, И.А. Моделирование схем импульсных устройств электропитания в пакете NI Multisim / И.А. Белоус // Территория новых возможностей. Вестник Владивостокского государственного университета экономики и сервиса. — 2016. — № 3. — С. 129-136.

For citation: Belous, I.A. Modeling of schemes of pulse devices of power supply in a NI Multisim package / I.A. Belous // The Territory Of New Opportunities. The Herald of Vladivostok State University of Economics and Service. — 2016. — № 3. — P. 129-136.

Дата поступления: 04.05.2016.

Полезные ссылки на схемы, компоненты, сайты

 

Как отмыть печатные платы от канифоли, флюса, грязи, окислов в ультразвуке

Электроника для автомобиля, что делать если в генераторе утечка, как устранить разряд аккумулятора

Отступление от темы или полезные самоделки

Ставим реле и утечки в генераторе нет.

Регулятор мощности на тиристоре и однопереходном транзисторе

Защита стабилизатора линейного или импульсного, от перегрева при КЗ

Схема мощного стабилизатора тока на 100 — 200А (КР140УД20, КТ827)

 

Источник питания с плавной инверсией выходного напряжения +/-5В

 

Схема блока питания на кр142ен1, ен2, и типовая схема включения

Схема блока питания на кр142ен3, ен4, и типовая схема включения

Схема источника напряжения на к142ен5, кр142ен5

Импульсные стабилизаторы напряжения на основе К142ен5 (с непрерывным регулированием)

Примеры применения схем на к142ен6

Читать далее про стабилизатор К142ЕН6, КР140ЕН6…   К142ен8, КР142ЕН8

Схема двуполярного источника напряжения на к142ен12, кр142ен18 практические схемы

Увеличение мощности микросхемы 142ен (например на к142ен5)

Схема без защиты от КЗ

Ставим дополнительный транзистор.

Транзистор в таких схемах играет роль мощного ключа: до тех пор, пока потребляемая мощность нагрузки в пределах нормы, то микросхема работает в штатном режиме.
При увеличении тока нагрузки увеличивается падение напряжения на резисторе R1, транзистор начинает открываться, ограничивая тем самым ток через микросхему.
Причем основная функция схемы- стабилизация напряжения при этом сохраняется: при увеличении входного напряжения снижается входной ток, а следовательно и управляющее напряжение на транзисторе и наоборот.
Однако такая схема имеет один недостаток: она не имеет защиты от КЗ в нагрузке. Более того- в случае КЗ, ток через резистор R1 возрастет до максимума, отперев тем самым и транзистор.

Схема с защитой от КЗ, (например на кр142ен8 )

Введение в схему второго транзистора (VT2) позволило защитить ключевой транзистор от перегрузки.

Токовым датчиком в данной схеме служит резистор R1, сопротивление которого подбирается таким образом, чтобы транзистор VT1 открывался при токе нагрузки около 100мА.
Далее, под воздействием нагрузки, начнет расти ток и на резисторе R2. При большом падении напряжения на нем откроется транзистор VT2, который зашунтирует транзистор VT1.

 

Полезные и интересные статьи

Читать про стабилизаторы серии к142, к1114, к1145, к1168, 286

На предыдущую страницу  На главную страницу  На следующую страницу

 

Импульсные преобразователи напряжения переменного тока

Введение

Изменение величины напряжения переменного тока требуется в электромеханических системах автоматики, в электропитании и во многих других областях. Для этого традиционно применяют магнитные усилители, многообмоточные силовые трансформаторы с тиристорной коммутацией обмоток, различные тиристорные схемы, изменяющие величину напряжения за счет искажения формы синусоиды [1]. Указанные устройства отличаются неудовлетворительными массогабаритными показателями или не обеспечивают требуемые пределы и плавность регулирования, синусоидальную форму напряжения. Устройство, использующее автотрансформатор, управляемый двигателем, обладает плавностью регулирования напряжения и не искажает его форму, но громоздко, дорого и имеет низкое быстродействие.

Прогресс в силовой полупроводниковой технике привел к широкому распространению систем регулирования переменного напряжения по схеме «выпрямитель — широтно регулируемый инвертор». Возможность плавного регулирования амплитуды и частоты напряжения вызвала бурное развитие высококачественных регулируемых приводов переменного тока. Если же необходимо регулировать только величину переменного напряжения, эта схема становится экономически невыгодной. При питании от однофазной сети габариты указанной схемы существенно увеличивает фильтр выпрямленного напряжения. Другим существенным недостатком схемы «выпрямитель — широтно регулируемый инвертор» оказывается невозможность рекуперации энергии в сеть переменного тока в силу односторонней проводимости выпрямителя.

Известны импульсные преобразователи постоянного напряжения [2], принцип действия которых поясняют рис. 1-3. Ключ К переключается с высокой частотой/из положения 1 в положение 2. Регулирование выходного напряжения осуществляется изменением относительной длительности пребывания ключа К в положении 1:γ

γ= τ/T = τf, T=1/f, 0< γ <1,      (1)

где τ — время нахождения ключа в положении 1 в течение периода переключений Т.

Рис. 1.

Рис. 2.

Рис. 3

При известных допущениях средние значения выходных напряжений определяются соответственно выражениями [2]:

Современные силовые полевые транзисторы (MOSFET) и биполярный транзисторы типа IGBT допускают частоту переключений fв десятки и сотни килогерц при напряжениях в сотни вольт и токах в десятки и сотни ампер. Вследствие высокой частоты коммутации и малых потерь в транзисторных ключах массогабаритные и энергетические показатели преобразователей напряжения постоянного тока весьма высоки.

Очевидно, что при достаточно высокой частоте коммутации эти устройства могут преобразовывать и переменное напряжение, например, промышленной частоты. Разумеется, ключи К при этом должны проводить ток в обе стороны. Пример такого ключа на силовых полевых транзисторах представлен на рис. 4.

Рис. 4

Принцип работы импульсного преобразователя напряжения переменного тока проще пояснить на примере схемы рис. 1. Напряжение на выходе ключа К (точка «0») относительно общей точки схемы представляет собой последовательность импульсов с регулируемым параметром γ = τ/T, амплитуды которых модулированы синусоидой входного напряжения (рис. 5). Основная гармоника последовательности импульсов согласно (2) имеет амплитуду U2m= γU1m. Высшие же гармоники легко отфильтровываются фильтром из дросселя Др и конденсатора С, поскольку их частоты на два и более порядков выше частоты основной гармоники.

Рис. 5

Очевидно, что возможности современных полевых транзисторов MOSFET и биполярных транзисторов IGBT позволяют создавать импульсные преобразователи напряжения переменного тока промышленной частоты, имеющие широкую область применения в регуляторах и стабилизаторах переменного напряжения.

Первые попытки создания импульсных регуляторов и стабилизаторов напряжения переменного тока предпринимались еще в 60-х и 70-х годах прошлого века [3, 4]. Однако недостаточное быстродействие полупроводниковых приборов не позволяло достичь высоких показателей. Другим препятствием было почти полное отсутствие теоретического исследования подобных устройств. Если первое препятствие к настоящему времени практически снято, то второе во многом остается в силе.

Поэтому актуальна задача данной работы — познакомить читателей с результатами теоретического исследования установившихся режимов при синусоидальном входном напряжении в устройствах (рис. 1-3), называемых в дальнейшем импульсными преобразователями напряжения переменного тока, и принципами их использования в регуляторах и стабилизаторах переменного напряжения.

1. Основные результаты анализа установившегося режима импульсных преобразователей напряжения переменного  тока

В общем случае в n-м периоде переключений импульсный преобразователь напряжения описывается двумя различными векторно-матричными уравнениями:

где Хт= [x1, x2, …., xm]— вектор фазовых координат, в качестве которых выбраны токи в ин-дуктивностях и напряжения на конденсаторах, непрерывные в моменты коммутации ключа К, полагаемого идеальным, А1и A2-mxm— квадратные матрицы, элементами которых являются параметры анализируемых цепей, полагаемые постоянными, Um и Ω— амплитуда и частота преобразуемого гармонического напряжения, T0 = 2π/Ω-го период, h1T=k1cT, h2T = k2cT, cT = [1, 0,…, 0]– m — мерные векторы, T-знак транспонирования, k1 и k2 — постоянные, T = T0/N — период коммутации ключа К, NL1 — целое число.

Для удобства анализа введем в рассмотрение комплексный вектор X*=ReX*+jImX*, мнимая часть которого удовлетворяет уравнениям (5) и (6), то есть ImX*=X, а вещественная часть удовлетворяет тем же уравнениям, в правой части которых синусоидальное напряжение заменено косинусоидальным напряжением той же фазы, амплитуды и частоты. Очевидно, для комплексного вектора X* можно записать следующие уравнения, являющиеся исходными для анализа установившегося режима.

В результате анализа установившегося режима импульсных преобразователей напряжения переменного тока математическими методами установлено, что при исчезающе малом периоде коммутации ключа К комплексный вектор фазовых координат X* изменяется по закону:

X*(t)=X*(jΩγ)UmejΩt     (9)

где

  (10)

где E — единичная матрица, «-1» означает обратную матрицу.

Заметим, что согласно принятой в теоретической электротехнике терминологии вектор X*(jΩγ)Um можно назвать вектором комплексных амплитуд фазовых координат импульсного преобразователя напряжения. Можно показать, что отклонения от предельных законов изменения фазовых координат имеют относительно Т порядок малости не ниже первого. Это позволяет при достаточно сильном неравенстве

T= T0/NKT0, (NL 1)             (11)

анализ свойств импульсных преобразователей напряжения проводить по их непрерывным моделям, описываемым в общем виде выражениями (9), (10).

2. Непрерывные модели основных схем преобразователей напряжения

А. Рассмотрим вначале повышающий преобразователь напряжения (рис. 2), представленный расчетной схемой на рис. 6. Для положений переключателя 1 и 2 повышающий преобразователь напряжения описывается следующими двумя системами дифференциальных уравнений соответственно:

где u1 = Umsin(Ωt)— преобразуемое напряжение, u2 — выходное напряжение, Rн, Lн — активное сопротивление и индуктивность нагрузки, С— емкость конденсатора фильтра, L и r — индуктивность и активное сопротивление дросселя Др, в которые можно включить активную и индуктивную составляющие выходного сопротивления источника преобразуемого напряжения щ, Т— период коммутации.

Рис. 6

Обозначив фазовые координаты преобразователя напряжения

х1 = iL,, x2 = и2, х3 = iн,             (14)

можно системы уравнений (12) и (13) представить соответственно в виде двух векторно-матричных уравнений (5) и (6), где

Подстановка выражений (15) в (10) позволяет из (9) получить для установившегося режима

где zn=Rn+jΩLn,  zдр=r+jΩL, zc=(jΩC)-1

Б. Рассмотрим инвертирующий преобразователь напряжения (рис. 3), полагая источник входного напряжения идеальным. Согласно расчетной схеме, представленной на рис. 7, при первом и втором положениях ключа преобразователь напряжения описывается двумя системами дифференциальных уравнений, аналогичными системам уравнений повышающего преобразователя напряжения (12), (13):

Рис. 7

Использовав те же обозначения фазовых координат (14), получаем матрицы, векторы и коэффициенты уравнений (5) и (6):

Подстановка выражений (19) в (10), согласно (9), дает для установившегося режима:

при тех же обозначениях, что и в формулах (16). В. Понижающий преобразователь напряжения, представленный на рис. 3, рассмотрим, также полагая источник входного напряжения идеальным. Согласно расчетной схеме, представленной на рис. 8, ниже записаны системы дифференциальных уравнений преобразователя напряжения для положения переключателя 1 и 2 соответственно:

Рис. 8.

Рис. 8

Матрицы, векторы и коэффициенты систем (5) и (6) при тех же, что и выше, обозначениях фазовых координат (14) имеют вид:

Согласно (9) при подстановке (23) в (10) получаем для установившегося режима:

Для практических приложений большое значение имеет выходное сопротивление реального источника входного напряжения, имеющего, как правило, активно-индуктивный характер. Для защиты транзисторного ключа от перенапряжений, вызванных ЭДС самоиндукции внутреннего сопротивления источника входного напряжения, включают конденсатор на входные зажимы инвертирующей и понижающей схем. В повышающей же схеме ток источника входного напряжения не прерывается, и защиту ключа от перенапряжений в моменты коммутации обеспечивают снабберные цепи, которые при анализе установившегося режима не учитываются. В двух же других схемах емкость на входе преобразователя напряжения имеет существенную величину и должна быть во многих случаях учтена, поскольку влияет на входное напряжение преобразователя.

Г. Расчетная схема инвертирующего преобразователя напряжения, учитывающая выходное сопротивление источника входного напряжения и конденсатор на входе, представлена на рис. 9. Схему преобразователя напряжения описывают следующие две системы дифференциальных уравнений для двух положений ключа 1 и 2:

Рис. 9

Рис. 10

Обозначив фазовые координаты

х1 = i1, х2 = u1, х3= iL, х4 = и25 = iн, (27)

получаем матрицы, векторы и коэффициенты систем уравнений (5), (6):

Подставив (29) в (10), согласно (9) находим для установившегося режима:

где

Д. Расчетная схема понижающего преобразователя напряжения, учитывающая выходное сопротивление источника входного напряжения и конденсатор на входе, представлена расчетной схемой на рис. 10. Соответствующие системы дифференциальных уравнений схемы для положений ключа 1 и 2 приведены ниже:

Рис. 9

При тех же обозначениях, что и в (27), получаем из (31), (32):

Подстановка (33) в (10) согласно (9) дает для установившегося режима:

где

3. Анализ свойств основных схем преобразователей напряжения

Запишем согласно x*2 формул (16), (20) и (24) выражения для комплексной амплитуды выходного напряжения в виде

где z нс = zнzс( z н+zс )1— комплексное сопротивление нагрузки и параллельно включенного конденсатора фильтра C.

Согласно (35) непрерывную модель преобразователя напряжения можно рассматривать как источник регулируемого напряжения переменного тока, ЭДС Em и выходное сопротивление z вых которого определяются выражениями:

Очевидно, что выражения для ЭДС повторяют формулы выходного напряжения соответствующих импульсных преобразователей напряжения постоянного тока (2, 3, 4). Выходное сопротивление повышающего и инвертирующего преобразователей оказывается переменным, увеличивающимся вместе с ростом ЭДС, причем значительно быстрее последней. Это обстоятельство — следствие различия структуры преобразователей напряжения в первой и второй части периода коммутации. У понижающего же преобразователя напряжения структура не изменяется, и поэтому выходное сопротивление его постоянно. Во всех схемах zвых имеет активно-индуктивный характер со значительно преобладающей индуктивной составляющей, что характерно для дросселей.

Нетрудно показать, используя исходные формулы (16, 20, 24), что несмотря на стремление ЭДС повышающего и инвертирующего преобразователей к бесконечности при у, стремящейся к 1, выходное напряжение их при этом стремится к нулю, что объясняется более быстрым стремлением к бесконечности выходного сопротивления. Физическая же причина этого заключена в ограничении тока дросселя:

iL<Um/(r22L2)

тогда как при стремлении γ к 1 ток дросселя должен неограниченно расти, чтобы за исчезающе малое время (1- γ )/T компенсировать разряд конденсатора С током нагрузки iн за время γ T

Сказанное означает, что для повышающего и инвертирующего преобразователей напряжения существует критическое значение γ-γкр, при котором выходное напряжение (его амплитуда или действующее значение) при фиксированных значениях z др, z н, zс , достигает максимальной величины. Для определения γкр необходимо исследовать на экстремум по γ выражения амплитуды выходного напряжения

где x=1- γ, α =Re{zдр/zнс}, β=Im{zдр/zнс}

Исследование на экстремум первого выражения дает γкр для повышающего преобразователя напряжения

Этому значению у соответствует максимальная амплитуда выходного напряжения

Для инвертирующего же преобразователя напряжения

γкр=1-xкр ,                (39)

где x кр — положительный корень уравнения

      (40)

Несложно показать, что в силу условия α<0 уравнение (40) имеет единственный положительный корень 0 < x кр <0,5 и, следовательно, для инвертирующего преобразователя напряжения

0,5< γкр <1 .

При построении регуляторов и стабилизаторов переменного напряжения на основе повышающего или инвертирующего преобразователя необходимо ограничивать величину γ сверху неравенством

γ< γкр ,                (41)

поскольку превышениевместо увеличения выходного напряжения вызовет его уменьшение под действием обратной связи вплоть до 0 при γ=1

У повышающих преобразователей напряжения при одинаковых γкр, то есть при одинаковых | z др/zнс| отношение (U2m)max/Um имеет разные значения, лежащие в пределах

        (42)

Нижний предел соответствует zдр/zнс= α, α =0, верхний — α =0, zдр/zнс=jβ

В инвертирующем преобразователе γкр зависит не только от модуля z/z нс, но и от его вещественной части, причем при одинаковом модуле большему значению вещественной части (α) соответствуют меньшие x к и (U2m)max/Um и большее γкр. При вещественном z /zнс (z/zнс= α) положительный корень уравнения (40) x к и соответствующие ему γкр и (U2m)max/Um имеют аналитические выражения:

Полученные выражения могут служить при известном значении | z /zнс| оценкой снизу для xкр и (U2m)max/Um и оценкой сверху для γкр

Для выбора силовых транзисторов, образующих ключевой элемент преобразователей напряжения, изображенных на рис. 1-3, например представленный на рис. 4, необходимо знать наибольший коммутируемый ими ток. Во всех схемах силовые транзисторы коммутируют ток дросселя iL, амплитуда которого и должна учитываться при выборе транзисторов ключевого элемента.

При исчезающе малом периоде коммутации Т из выражений (14), (16), (20) и (24) несложно выразить отношение комплексных амплитуд токов дросселя и тока нагрузки:

При выполнении условия (11) |zн/zс| K1 можно амплитуду тока дросселя считать в  (1- γ )-1 раз превосходящей амплитуду тока нагрузки в повышающей и инвертирующей схемах, а в понижающей схеме можно амплитуды токов считать равными.

В реальных схемах при конечном Т необходимо учесть еще и пульсации тока дросселя, накладывающиеся на полезную (гладкую) составляющую тока.

Точное определение пульсаций тока дросселя требует построения установившегося процесса при реальном конечном периоде коммутации Т. Поскольку при расчете преобразователя напряжения значения его параметров zдр, zс, Т не известны и подлежат определению, необходимо оценить величину пульсации более простым способом, позволяющим выбрать индуктивность дросселя и частоту коммутации, а затем уточнить величину пульсаций.

Максимальный размах пульсаций тока дросселя (удвоенную амплитуду пульсаций) в повышающей и инвертирующей схемах (рис. 2 и 3) можно оценить, полагая ее совпадающей по фазе с амплитудой входного напряжения. Очевидно, она равна приращению тока дросселя за время его прямого подключения к входному напряжению в течение времени τ = γ T, что дает

ΔLLm=UmγT/L   (45)

Для повышающей схемы следует принять γ =1-Um/U2m, а для инвертирующей — γ =U2m/(Um+U2m

Максимальный размах пульсаций тока дросселя в понижающей схеме (рис. 1) можно оценить, полагая ее совпадающей по фазе с амплитудой выходного напряжения и равной уменьшению тока дросселя под его действием за время  (1- γ)T, что дает

ILm= U2m(1–γ)T/L = Umγ(1–γ)T/L,   (46)

где γ =U2m/Um

При известной частоте коммутации f= 1/ T и допустимом размахе пульсаций ΔILm можно найти индуктивность дросселя из выражений (45), (46). Очевидно, что при большей частоте коммутации необходимая индуктивность дросселя оказывается меньше и соответственно меньше выходное сопротивление преобразователя напряжения.

Максимальный размах пульсаций выходного напряжения (удвоенную амплитуду пульсаций) в повышающей и инвертирующей схемах (рис. 2 и 3) можно оценить по величине уменьшения напряжения на конденсаторе под действием максимального тока нагрузки. Этот ток разряжает конденсатор в течение времени γT, что с учетом I нm = U2m/| zн| дает

ΔU2max = Iнm(1–γ)T/C = U2m(1–γ)T/[|zн|C].    (47)

Очевидно, что в повышающей и инвертирующей схемах пульсации имеют пилообразную форму — это вызвано скачками тока конденсатора в моменты коммутации.

Ток конденсатора в понижающей схеме рис. 1 непрерывен, поскольку представляет собой разность непрерывных токов:

iC = iLiн.

Поэтому пульсации выходного напряжения понижающего преобразователя напряжения оказываются более гладкими, чем пилообразные: непрерывна в этом случае и производная выходного напряжения. Оценить наибольший размах пульсаций можно, положив, что пилообразная пульсирующая составляющая тока дросселя целиком замыкается через конденсатор [5]:

ΔU2max=Um γ(1-γ)T2/(8LC)  (48)

Из полученных выражений следует, что в понижающем преобразователе напряжения уменьшение пульсаций пропорционально квадрату частоты коммутации. В повышающем же и инвертирующем преобразователях пульсации уменьшаются пропорционально только первой степени частоты.

Выбрав значения индуктивности дросселя и емкости конденсатора, можно уточнить оценку размаха пульсаций, используя формулы, полученные на основе принципа разделения установившегося процесса на быструю составляющую (пульсации, происходящие с частотой коммутации f) и медленную (колебания токов и напряжений с частотой входного напряжения f 0).

Учитывая выполнение в практически важных случаях сильного неравенства fLf0, медленную составляющую можно определять по формулам, полученным для бесконечно малого периода коммутации Т, и считать при определении пульсационной составляющей напряжений и токов, что она в каждом периоде не имеет постоянной составляющей. Ее роль выполняет медленная, практически постоянная в течение периода коммутации, составляющая.

Максимальный размах пульсаций тока дросселя и выходного напряжения в повышающей схеме определяют следующие уточненные формулы:

Заметим, что максимальные пульсации тока дросселя совпадают по фазе с максимумом медленной составляющей выходного напряжения u2 и сдвинуты относительно максимума медленной составляющей тока дросселя на угол, определяемый аргументом комплексного сопротивления zнс. Наибольший размах пульсаций выходного напряжения сдвинут по фазе относительно амплитуды его медленной составляющей на угол, равный аргументу комплексного сопротивления z нс, взятому с противоположным знаком.

В случае инвертирующего преобразователя аналогичные (49) и (50) выражения имеют соответственно вид

Сдвиг по фазе между амплитудным значением тока дросселя и максимумом пульсаций равен аргументу комплексного сопротивления z=zдр+(1–γ)zнс. Максимум пульсаций выходного напряжения сдвинут по фазе относительно амплитуды его медленной составляющей на угол, равный аргументу комплексного сопротивления zнс, взятому с противоположным знаком, как и в повышающей схеме.

Для понижающейся схемы аналогично получены формулы

ΔILm = Umγ(1–γ)T/L.      (53)

ΔU2max = Umγ(1–γ)T/[|(zдр+(1–γ)2zнс)|C] = U2m T/[|zнс|C].      (54)

Максимум пульсаций тока дросселя сдвинут по фазе относительно максимума его амплитуды на угол, равный аргументу комплексного сопротивления z=zдр+zнс. Максимальный размах пульсаций выходного напряжения совпадает по фазе с максимальным размахом пульсаций тока дросселя и, следовательно, сдвинут по фазе относительно амплитуды выходного напряжения на угол, равный аргументу комплексного сопротивления z нс, взятому с противоположным знаком.

В выражения (49-54) следует подставлять значения γ, определенные из одного из уравнений (36) для соответствующей схемы преобразователя напряжения. Заметим, что решение уравнений для повышающего и инвертирующего преобразователей дает два значения γ, меньшее из которых лежит слева, а большее — справа от γкр, соответствующего максимуму статической характеристики преобразователя напряжения. Очевидно, следует выбрать меньшее значение γ, соответствующее возрастающей ветви статической характеристики.

При выборе емкости конденсатора С можно в случае постоянной или достаточно мало изменяющейся нагрузки исходить не из получения допустимых пульсаций, а из компенсации индуктивной составляющей тока нагрузки. Очевидно, в этом случае потребуется конденсатор большей емкости

C = Lн/[(ΩLн)2 + Rн2] = Lн/|zн|2.

Благодаря этому ток дросселя, а следовательно, и транзисторного ключа, станет меньше тока нагрузки без учета изменения γ в | zн| /Rн раз.

В заключение оценим влияние выходного сопротивления zвых источника входного напряжения и шунтирующего его защитного конденсатора С 1 (рис. 9 и 10) на свойства импульсного преобразователя напряжения переменного тока. Из полученных выше формул (40) и (44) с учетом принятых обозначений (38) можно записать выражение для комплексной амплитуды выходного напряжения инвертирующего и понижающего преобразователей напряжения

где zис 1= zиzс1(zи+ zс 1 )–1 — выходное сопротивление источника входного напряжения, нагруженного на конденсатор С1. С учетом zи и zс 1 непрерывная модель преобразова-теля также представляет собой управляемый источник переменного напряжения, ЭДС которого E1mи выходное сопротивление zвых имеют значения (56).

Вследствие изменения структуры преобразователя напряжения в течение периода коммутации (рис. 10) становится переменным и выходное сопротивление понижающего преобразователя напряжения.

4. Принципы построения устройств регулирования и стабилизации напряжения переменного тока

Возможны два варианта использования рассмотренных схем для регулирования и стабилизации напряжения переменного тока, отличающиеся способом его измерения.

В первом из них контролируется действующее, среднее или амплитудное значение напряжения. Для его определения необходим интервал наблюдения, равный или кратный половине периода этого напряжения. Недостаток первого варианта — невысокое быстродействие, определяемое периодом измерения регулируемого параметра, и отличие неконтролируемых параметров от соответствующих контролируемому параметру значений, вызванное отклонением формы входного напряжения от синусоидальной.

Второй вариант требует контроля мгновенных значений выходного напряжения и возможности изменения γ в каждом периоде срабатывания ключа. Его достоинство в возможности исправлять отклонения формы входного напряжения от синусоидальной [3] и обеспечивать соответствие между параметрами напряжения (действующим, средним и амплитудным), а также значительно большее быстродействие, определяемое периодом срабатывания ключа. Недостаток второго варианта — необходимость в синусоидальном задающем сигнале, непрерывном или дискретном, синхронном с входным напряжением.

В качестве стабилизатора выходного напряжения наиболее подходит инвертирующая схема, не требующая использования силового трансформатора сетевой частоты. Соответствующее изменение γ относительно γ=0,5 при отклонении выходного напряжения от номинального значения в любую сторону позволяет поддерживать величину выходного напряжения постоянной. Недостаток инвертирующей схемы — необходимость в высоком допустимом напряжении ключа (порядка удвоенной амплитуды входного напряжения) и передача через преобразователь напряжения полной мощности нагрузки.

Менее жесткие требования к ключу предъявляет известная схема стабилизатора с вольтдобавкой, в которой напряжение вольтдобавки регулируется одной из рассмотренных схем. В качестве одного из возможных примеров практического применения импульсного способа регулирования переменного напряжения рассмотрим стабилизатор с выходными параметрами Uвых = 220 В, 50 Гц, Iвых≤5А, построенный по функциональной схеме рис. 11 [6].

Рис. 11

Нестабильное сетевое напряжение Uс (220 В, 50 Гц) поступает на обмотки W, W1 автотрансформатора АТ. Стабильное выходное напряжение представляет собой сумму напряжения на основной обмотке W, равного UcW /(W+W1), и выходного напряжения импульсного преобразователя рис. 1, подключенного к «вольтдобавочной» обмотке W2, равного γUcW 2/(W+W1). В зависимости от величины сетевого напряжения стабилизатор автоматически подбирает величину γ таким образом, что остается постоянным выходное напряжение:

Uвых = Uc(WW2)/(W+W1).

В состав стабилизатора входят двухполупериодный выпрямитель В и устройство выборки и хранения УВХ, синхронизированное с напряжением сети, которые обеспечивают измерение амплитуды выходного напряжения Um в каждом его полупериоде. Интегральный регулятор Р интегрирует отклонение амплитуды выходного напряжения от заданной величины Umз и управляет относительной длительностью выходных импульсов широтно-импульсного модулятора (ШИМ), которые через драйвер Д поступают на силовые полевые транзисторы типа IRF640, реализующие ключ К.

С точки зрения теории автоматического управления стабилизатор можно достаточно точно представить хрестоматийной амплитудно-импульсной системой с «прямоугольным» импульсным элементом, работающим с периодом 0,01 с, и непрерывной частью в виде идеального интегрирующего звена.

Интегральный регулятор обеспечивает отсутствие статической ошибки при изменении как Uc , так и Iвых. Динамические свойства стабилизатора могут быть достаточно высокими, если выбрать параметр регулятора таким образом, чтобы корень характеристического уравнения системы стал равным нулю. Этим будет обеспечена длительность переходных процессов, равная периоду дискретности (0,01 с).

Описанный стабилизатор был реализован в ООО «Мегатех» (Санкт-Петербург). Его испытания подтвердили высокие точность и динамические свойства. Габаритные показатели и КПД вследствие импульсного способа регулирования также оказались достаточно высокими, в то время как пульсации выходного напряжения практически полностью сглаживались фильтром Ф, имеющим незначительные габариты.

Можно значительно улучшить весогабаритные показатели рассмотренного стабилизатора, отказавшись от сетевого автотрансформатора и заменив его и импульсный понижающий преобразователь на преобразователь, построенный по описанному в [7] способу.

 

Выводы

  • Предложенная методика позволяет получить в конечном виде математическое описание установившегося режима импульсного преобразователя напряжения с учетом нагрузки и выходного сопротивления источника входного напряжения и фильтров на входе и выходе преобразователя напряжения.
  • Импульсный преобразователь переменного напряжения при достаточно высокой частоте коммутации можно рассматривать как регулируемый источник переменного напряжения, ЭДС и выходное сопротивление которого растут при увеличении относительной длительности импульсов γ.
  • Зависимость выходного напряжения повышающего и инвертирующего преобразователей от γ имеет максимум вследствие более быстрого роста выходного сопротивления, чем ЭДС, и стремится к 0 при стремлении γ к 1 даже в случае нулевого активного сопротивления дросселя.
  • Пульсация тока дросселя и выходного напряжения повышающего и инвертирующего преобразователей напряжения имеют пилообразный характер, причем размах «пилы» периодически изменяется. С уменьшением периода коммутации пропорционально уменьшаются и пульсации.
  • В понижающем преобразователе напряжения пульсации тока дросселя также пилообразные, а пульсации выходного напряжения имеют на единицу более высокий порядок гладкости и малости относительно Т.

Пример

Рассчитаем «электронный повышающий трансформатор» U1/U2 = 110/220, выполненный по схеме повышающего преобразователя напряжения, представленной на рис. 2. Рассмотрим два варианта нагрузки мощностью 1100 ВА (220 В, 5 А): zн1 = 40+18,33j, zн2=18,33+40j (|z|=U2/Iн=220/5=44Ом). Частоту коммутации f примем равной 50 кГц, то есть в 103 раз выше частоты сети f0 = 50 Гц. Допустимый размах пульсаций (удвоенную амплитуду) положим для тока дросселя равным ΔILmax= 0,225 А, а для выходного напряжения ΔI2max = 5 В.

Рассчитаем индуктивность дросселя и емкость конденсатора фильтра, приняв согласно (3) γ=1-U1/U2=0,5. По формулам (45) и (47) получаем:

Для уточнения значения γ необходимо решить относительно γ уравнение

|zнс[zдр/(1–γ)2+zнс]–1(1–γ)–1| = U2/U1,

 полученное из первой из формул (35). Последнее уравнение, обозначив x=1- γ, легко преобразовать к виду

|x+a/x| = U1/U2,

 где  a = zдр/zнс= jΩL(1+jΩCzн)/zн.

 Вычисление модуля комплексного числа x+a/x позволяет свести полученное уравнение к биквадратному:

x 4+ [Re(a)–(U1/U2)2]x2+| a|2 = 0.

Комплексный коэффициент a принимает значение a 1= 0,010917+0,044878j при zн1 и a2 = 0,035229+0,020565j при zн2. Решение биквадратного уравнения дает пары положительных корней: x1= 0,4673, x 2 = 0,0988 (= 0,5327,  = 0,9012) при a 1 и x1 = 0,4120, x2 = 0,0990 (γ1 =0,5880, γ2 = 0,9010) при a2. Из пары полученных значений следует выбрать меньшее, соответствующее возрастающей ветви статической характеристики преобразователя напряжения U2=f(γ). Статические характеристики преобразователя напряжения в относительных единицах для указанных значений нагрузки z н1 и z н2 представлены на рис. 12 (кривые 1 и 2 соответственно).

Рис. 12

По формулам (49) и (50) уточнен размах пульсаций

где zнс = zн1/(1+jΩCzн1) = 45,6959+11,1151j = 47,0284xe, φ = 13,67°.

При этом максимум пульсаций тока дросселя сдвинут по фазе относительно максимума тока дросселя на угол φ = 13,67° в сторону опережения, а максимум пульсаций напряжения отстает от максимума напряжения на такой же угол.

Аналогично вычислено и для нагрузки z н2

где zнс = zн2 /(1+ jΩCzn2)= 26,8443+45,9852j = 53,2471xe, φ= 59,73°.

При этом максимум пульсаций тока дросселя сдвинут по фазе относительно максимума тока дросселя на угол φ = 59,73° в сторону опережения, а максимум пульсаций напряжения отстает от максимума напряжения на такой же угол.

Согласно формуле (44) максимальный коммутируемый ключом К (рис. 2) ток, равный амплитуде тока дросселя, превышает амплитуду тока нагрузки в (1–γ)–1|1+zн/zс| раз, что составляет 2,0021 при z н1 и 2,0057 при z н2.

Существенный выигрыш в коммутируемом токе можно получить при zн2, выбрав емкость конденсатора фильтра из условия компенсации реактивной составляющей тока нагрузки согласно формуле

Такой выбор емкости делает сопротивление z нс чисто активным и равным 105,62 Ом, то есть почти в 2 раза большим, чем |zнс| при предыдущем ее выборе. Аналогично вышеизложенному получаем значения γ1 = 0,5017 и γ2=0,9587. Максимальный коммутируемый ключом К ток в этом случае превышает амплитуду тока нагрузки в 0,836 раза, то есть меньше ее в 1,196 раза. Существенно снижаются и пульсации выходного напряжения, составляющие

Статическая характеристика имеет в этом случае больший максимум и большее значение γкр (кривая 3 на рис. 12). Значения γкр, рассчитанные по формуле (37) для рассмотренных случаев, составляют: 0,7851, 0,7980 и 0,8566.

Значительный интерес представляет моделирование импульсных преобразователей напряжения переменного тока с учетом импульсного характера процессов. Это моделирование позволяет проверить результаты расчетов, основанных на использовании непрерывных моделей. В качестве базы моделирования удобно использовать систему MATLAB 6.5 с версиями пакетов Simulink 5.0 и SimPowerSystem 2.3 [8].

Моделирование ключа с двухсторонней проводимостью на реальных элементах (рис. 4) вызывает определенные трудности. Поэтому проще использовать идеальный ключ (Ideal Switch) из библиотеки силовых элементов полупроводниковых преобразователей (Power Electronics), позволяющий учесть внутреннее сопротивление реального ключа и снабберные цепи. Схема моделирования представлена на рис. 13. Обе половинки ключа управляются импульсами генератора (Discrete Pulse Generator) из библиотеки (Sources), поступающими на ключи в противофазе и имеющими заданную частоту f и скважность γ.

Рис. 13

Результаты моделирования и расчетов хорошо совпадают, что можно видеть из осциллограмм тока дросселя и напряжения нагрузки, представленных на рис. 14 для случая zн2,С= 14,14 мкФ.

Рис. 14

Литература
  1. Миловзоров В. П., Мусолин А. К. Дискретные стабилизаторы и формирователи напряжения. М.: Энергоатомиздат. 1986.
  2. Источники вторичного электропитания / С. С. Букреев, В. А. Головацкий, Г. Н. Гулякович и др.; под ред. Ю. И. Конева. М.: Радио и связь. 1983.
  3. Крапивников В. В. Способ управления двигателем переменного тока. Авт. свид. СССР № 248834.
  4. Тимченко Н. М., Жуков В. И. Импульсный стабилизатор переменного напряжения. Авт. свид. СССР № 472339.
  5. Коршунов А. Динамический расчет стабилизированного понижающего преобразователя напряжения постоянного тока // Силовая электроника. 2005. № 3.
  6. Коршунов А. И. Импульсный стабилизатор переменного напряжения. Авт. свид. РФ № 2246127.
  7. Коршунов А. И. Способ регулирования величины и изменения фазы напряжения переменного тока. Авт. свид. РФ № 2266608.

Pololu — Повышающие регуляторы напряжения

Повышающие преобразователи

генерируют регулируемое выходное напряжение, превышающее входное напряжение. Для быстрого сравнения в следующей таблице показаны некоторые ключевые характеристики регуляторов в этой категории:

Регулятор Выходное напряжение (В) Макс. вход ток Минимальное входное напряжение Типовая эффективность Размер Цена
Семейство U3V70x 5, 6, 7.5, 9, 12, 15
4,5 — 20
8 А 2,9 В 80% — 95% 0,6″ × 1,6″ от 19,95 до 24,95 долларов США
Семейство U3V50x 5, 6, 9, 12, 24
4 – 12
9 – 30
5 А 2,9 В 80% — 95% 0,6″ × 1,9″ от 23,49 до 28,49 долларов США
Семейство U3V40x 5, 6, 7,5, 9, 12 4 А 1.3 В 85% — 95% 0,6″ × 0,6″ 6,95 $
#2563: U1V10F3 3,3 1,2 А 0,5 В 65% – 85% 0,35″ × 0,45″ 6,95 $
#2564: U1V10F5 5 1,2 А 0,5 В 70% – 90% 0,35″ × 0,45″ 9,49 $
#2560: У1В11А 2 – 5.25 1,2 А 0,5 В 70% – 90% 0,45″ × 0,6″ 5,49 $
#2561: U1V11F3 3,3 1,2 А 0,5 В 70% – 90% 0,45″ × 0,6″ 6,49 $
#2562: U1V11F5 5 1,2 А 0,5 В 70% – 90% 0,45″ × 0,6″ 12,95 $
#2114: 3.3В NCP1402 3,3 0,35 А 0,8 В 75% – 90% 0,33″ × 0,5″ 4,95 $
#791: Регулируемое усиление 2,5–9,5 В 2,5–9,5 2 А 1,5 В 80% – 90% 0,42″ × 0,88″ 11,95 $
#799: регулируемое усиление 4–25 В 4–25 2 А 1,5 В 80% – 90% 0.42″ × 0,88″ 11,95 $

Сравните все товары в этой категории

Подкатегории

Эти мощные синхронные импульсные повышающие стабилизаторы эффективно генерируют более высокие выходные напряжения (до 20 В) при входном напряжении всего 2,9 В при входном токе до 8 А. Они имеют защиту от обратного напряжения и, в отличие от большинства повышающих стабилизаторов, предлагает истинный вариант выключения, который отключает питание нагрузки.

Эти импульсные повышающие стабилизаторы эффективно генерируют более высокие выходные напряжения (до 30 В) при входных напряжениях всего 2.9 В при входном токе до 5 А. Они имеют защиту от обратного напряжения.

Эти синхронные импульсные повышающие стабилизаторы эффективно генерируют более высокие выходные напряжения (до 12 В) при входных напряжениях всего 1,3 В, при этом допуская длительные входные токи до 3,5 А.


Товары в категории «Повышающие регуляторы напряжения»

Этот крошечный (0,35″×0,45″) импульсный повышающий (или повышающий) стабилизатор напряжения U1V10F3 эффективно генерирует 3.3 В при входном напряжении всего 0,5 В. В отличие от большинства повышающих стабилизаторов, U1V10F3 автоматически переключается в режим линейного понижающего регулирования, когда входное напряжение превышает выходное. Расстояние между контактами составляет 0,1″, что делает эту плату совместимой со стандартными макетными платами и перфорированными платами без пайки.

Этот крошечный (0,35″×0,45″) импульсный повышающий (или повышающий) стабилизатор напряжения U1V10F5 эффективно генерирует 5 В при входном напряжении всего 0,5 В. В отличие от большинства повышающих стабилизаторов, U1V10F5 автоматически переключается на линейное понижающее напряжение. режим регулирования, когда входное напряжение превышает выходное.Расстояние между контактами составляет 0,1″, что делает эту плату совместимой со стандартными макетными платами и перфорированными платами без пайки.

Этот компактный (0,45″×0,6″) импульсный повышающий (или повышающий) стабилизатор напряжения U1V11A эффективно повышает входное напряжение от 0,5 В до регулируемого выходного напряжения от 2 В до 5,25 В . В отличие от большинства повышающих стабилизаторов, U1V11A предлагает функцию полного отключения, которая отключает питание нагрузки и автоматически переключается в режим линейного регулирования с понижением напряжения, когда входное напряжение превышает выходное.Расстояние между контактами составляет 0,1″, что делает эту плату совместимой со стандартными макетными платами и перфорированными платами без пайки.

Этот компактный (0,45″×0,6″) импульсный повышающий (или повышающий) стабилизатор напряжения U1V11F3 эффективно генерирует 3,3 В при входном напряжении всего 0,5 В. отключает питание нагрузки и автоматически переключается в режим линейного понижения напряжения, когда входное напряжение превышает выходное.Расстояние между контактами составляет 0,1″, что делает эту плату совместимой со стандартными макетными платами и перфорированными платами без пайки.

Этот компактный (0,45″×0,6″) импульсный повышающий (или повышающий) стабилизатор напряжения U1V11F5 эффективно генерирует 5 В при входном напряжении всего 0,5 В. отключает питание нагрузки и автоматически переключается в режим линейного понижения напряжения, когда входное напряжение превышает выходное.Расстояние между контактами составляет 0,1″, что делает эту плату совместимой со стандартными макетными платами и перфорированными платами без пайки.

Этот компактный повышающий (или повышающий) стабилизатор генерирует 3,3 В при напряжении всего 0,8 В и обеспечивает ток до 200 мА, что делает его идеальным для питания небольших электронных устройств на 3,3 В от одного или двух NiMH, NiCd или щелочных элементов.

Этот мощный регулируемый повышающий стабилизатор может генерировать выходное напряжение до 9,5 В при входном напряжении всего 1.5 В, все в компактном корпусе размером 0,42″ x 0,88″ x 0,23″. Подстроечный потенциометр позволяет установить выходное напряжение повышающего регулятора на значение от 2,5 до 9,5 В .

Этот мощный регулируемый повышающий стабилизатор может генерировать выходное напряжение до 25 В при входном напряжении всего 1,5 В в компактном корпусе размером 0,42 x 0,88 x 0,23 дюйма. Подстроечный потенциометр позволяет установить выходное напряжение повышающего регулятора на значение от 4 до 25 В .

Повышающий регулятор напряжения 5 В Pololu U1V10F5

Обзор

Этот повышающий (повышающий) стабилизатор напряжения на 5 В генерирует более высокие выходные напряжения при входном напряжении, равном 0.5 В, а также автоматически переключается в режим линейного понижения напряжения, когда входное напряжение превышает выходное. Это делает его идеальным для питания 5 В электронных проектов от 1 до 3 NiMH, NiCd или щелочных элементов или от одного литий-ионного элемента.

При повышении напряжения этот модуль действует как импульсный стабилизатор (также называемый импульсным источником питания (SMPS) или преобразователем постоянного тока) и имеет типичный КПД от 70% до 90%. Доступный выходной ток зависит от входного напряжения, выходного напряжения и КПД (см. раздел «Типовая эффективность и выходной ток » ниже), но входной ток обычно может достигать 1.2 А. Этот регулятор также доступен с фиксированным выходом 3,3 В, и очень похожие версии на 3,3 В, 5 В и с регулируемым выходом доступны с опцией истинного выключения, которая отключает питание нагрузки.

Термовыключатель регулятора срабатывает при температуре около 140°C и помогает предотвратить повреждение от перегрева, но , а не не имеет защиты от обратного напряжения.

Особенности

  • Входное напряжение: от 0,5 В до 5,5 В
  • Фиксированный выход 5 В с точностью 4 %
  • Автоматическое линейное понижающее регулирование, когда входное напряжение превышает выходное напряжение
  • 1.2 Переключатель допускает входной ток до 1,2 А
  • Хороший КПД при небольшой нагрузке: типичный ток покоя без нагрузки <1 мА, хотя он может превышать 1 мА для очень низких входных напряжений
  • Встроенная защита от перегрева
  • Малый размер: 0,35″ × 0,45″; × 0,1 дюйма (9 × 11,5 × 2,5 мм)

Использование регулятора

Соединения

Повышающий регулятор имеет три соединения: входное напряжение (VIN), заземление (GND) и выходное напряжение (VOUT).

Входное напряжение VIN должно быть не менее 0.5 В, чтобы регулятор включился. Однако, как только регулятор включен, входное напряжение может упасть до 0,3 В, а выходное напряжение 5 В будет поддерживаться на VOUT. В отличие от стандартных повышающих стабилизаторов, этот регулятор имеет дополнительный режим линейного понижающего регулирования, который позволяет преобразовывать входное напряжение от 5,5 В до 5 В для нагрузок от малых до средних. Когда входное напряжение превышает 5 В, регулятор автоматически переключается в этот режим понижения напряжения. Входное напряжение не должно превышать 5 В.5 В. Будьте осторожны с разрушительными пиками LC, которые могут привести к тому, что входное напряжение превысит 5,5 В (дополнительную информацию см. ниже).

Три разъема помечены на обратной стороне печатной платы и расположены с интервалом 0,1 дюйма вдоль края платы для совместимости с макетными платами без пайки, разъемами и другими схемами прототипирования, использующими сетку 0,1 дюйма. Вы можете припаять провода непосредственно к плате или припаять либо к прямой вилке 3×1, либо к прямоугольной вилке 3×1, которая входит в комплект.

Типовой КПД и выходной ток

Эффективность регулятора напряжения, определяемая как (выходная мощность)/(входящая мощность), является важной мерой его производительности, особенно когда речь идет о сроке службы батареи или нагреве. Как показано на графиках ниже, этот импульсный регулятор обычно имеет КПД от 70 до 90%.

Максимально достижимый выходной ток приблизительно пропорционален отношению входного напряжения к выходному напряжению.Если ток входа превышает предел тока переключателя (обычно где-то между 1,2 и 1,5 А), выходное напряжение начнет падать. Кроме того, максимальный выходной ток может зависеть от других факторов, включая температуру окружающей среды, воздушный поток и теплоотвод.

Всплески напряжения LC

При подключении напряжения к электронным схемам первоначальный скачок тока может вызвать разрушительные скачки напряжения, которые намного превышают входное напряжение. В наших тестах с типичными силовыми кабелями (испытательные зажимы ~30″) входное напряжение превышало 4.5 В вызвало скачки напряжения, которые потенциально могли повредить регулятор. Вы можете подавить такие всплески, припаяв электролитический конденсатор емкостью 33 мкФ или больше рядом с регулятором между VIN и GND.

Дополнительную информацию о всплесках LC можно найти в наших рекомендациях по применению «Понимание разрушительных всплесков напряжения LC».

Этот товар часто покупают вместе с:

Регулируемый повышающий регулятор Pololu 4–25 В

Обзор

Регулируемый повышающий регулятор Pololu представляет собой очень гибкий импульсный регулятор (также называемый импульсным источником питания, импульсным источником питания или преобразователем постоянного тока), который может генерировать напряжение выше, чем его входное напряжение.Мы предлагаем два регулируемых диапазона: примерно от 2,5 В до 9,5 В и от 4 В до 25 В. Выходное напряжение можно установить с помощью подстроечного потенциометра в правом верхнем углу платы. Диапазон входного напряжения составляет от 1,5 В до 16 В (входное напряжение должно быть ниже выходного). Встроенный переключатель на 2 А обеспечивает достаточно высокие выходные токи для управления небольшими двигателями, как в нашем роботе 3pi, и обеспечивает большой коэффициент усиления по напряжению, например, получение 24 В от двух элементов NiMH или NiCd.

Некоторые примеры приложений включают:

  • Питание 5 В или 3.Системы 3 В от низковольтных аккумуляторов
  • Питание подсистем 5 В (например, датчиков) в системах с более низким напряжением (например, 3,3 В)
  • Достижение стабильной работы привода при питании от флуктуирующих батарей
  • Питание светодиодов высокой яркости или большого количества светодиодов в серии

Примечание: Для крупносерийных приложений этот продукт можно настроить с фиксированным выходным напряжением в диапазоне от 2 В до 30 В.

Обзор функций

  • входное напряжение: 1.от 5 В до 16 В
  • Выход
  • регулируется от 2,5 В до 9,5 В или от 4 В до 25 В
  • Частота переключения 750 кГц
  • 2 А предел переключателя (и входа)
  • встроенная защита от перегрева и перегрузки по току
  • типичный КПД 80–90 % при удвоении напряжения и выходном токе 100–500 мА
  • маленький размер: 10,7 x 22,4 x 5,8 мм (0,42 x 0,88 x 0,23 дюйма)
  • Вес
  • без штифтов: 1,6 г (0,06 унции)

Использование регулятора наддува

Соединения

Повышающий регулятор имеет всего три соединения: входное напряжение, заземление и выходное напряжение.Эти три соединения помечены на обратной стороне печатной платы и расположены с интервалом 0,1 дюйма вдоль края платы для совместимости со стандартными макетными платами без пайки и перфорированными платами, а также разъемами, в которых используется сетка 0,1 дюйма. Вы можете припаять провода непосредственно к плате или припаять либо к прямой вилке 3×1, либо к прямоугольной вилке 3×1, которая входит в комплект.

Установка выходного напряжения

Выходное напряжение можно отрегулировать с помощью измерителя и легкой нагрузки (напр.грамм. резистор 10 кОм). Поворот потенциометра по часовой стрелке увеличивает выходное напряжение. На выходное напряжение может повлиять прикосновение отвертки к потенциометру, поэтому при измерении выходного напряжения ничего не должно касаться потенциометра.

Предупреждение: Будьте осторожны, чтобы не использовать входное напряжение, превышающее настройку выходного напряжения, поэтому мы рекомендуем устанавливать выходное напряжение с входным напряжением около или ниже 2,5 В (например, при использовании одной или двух щелочных батарей).Обратите внимание, что потенциометр не имеет физических концевых упоров, а это означает, что стеклоочиститель можно повернуть на 360 градусов и в недопустимую область, в которой выходное напряжение установлено примерно на 2,5 В (как для 2,5–9,5 В, так и для 4 В – 25 В). версии V).

Настройки выходного напряжения для регулируемых регуляторов наддува.

Абсолютный предел для входного напряжения в два раза превышает настройку выходного напряжения.Например, если на выходе установлено значение 6 В, входное напряжение не должно превышать 12 В. Как только входное напряжение превысит заданное значение на выходе, выходное напряжение будет расти вместе с входным напряжением, поскольку вход соединен с выходом через индуктор и диод.

Примечание: Потенциометр триммера не рассчитан на непрерывную регулировку вперед и назад; предполагаемое применение состоит в том, чтобы установить выходное напряжение несколько раз в течение его срока службы.

Эффективность и доступный выходной ток

Доступный выходной ток зависит от входного и выходного напряжения.Входной ток ограничен приблизительно 2 А, и, как показано на графиках ниже, КПД обычно составляет от 80% до 90%. Следовательно, максимально доступный ток будет составлять примерно 800 мА при удвоении входного напряжения и примерно 400 мА при учетверении входного напряжения. При высокой выходной мощности 20% потерь в регуляторе вызовут значительный нагрев, что может ограничить доступную выходную мощность (регулятор автоматически отключится, если его внутренняя температура станет слишком высокой).При низких выходных токах и высоких входных и выходных напряжениях КПД падает ближе к 50%, хотя меньшая потребляемая мощность предотвращает нагрев. Некоторые выходные напряжения, показанные на графиках КПД ниже, могут быть достигнуты только при использовании Регулируемый буст-регулятор 4-25В.

Всплески напряжения LC

При подключении напряжения к электронным схемам первоначальный скачок тока может вызвать скачки напряжения, которые намного превышают входное напряжение.Если эти всплески превышают абсолютное максимальное напряжение регулятора (16 В), регулятор может выйти из строя. Если вы подключаете напряжение более 10 В или ваши провода питания или источник питания имеют высокую индуктивность (например, ваши входные провода длиннее нескольких дюймов), мы рекомендуем припаять электролитический конденсатор емкостью 33 мкФ или больше рядом с регулятором между VIN и GND. Конденсатор должен быть рассчитан на напряжение не менее 25 В.

Дополнительную информацию о всплесках LC можно найти в наших рекомендациях по применению «Понимание разрушительных всплесков напряжения LC».

Этот товар часто покупают вместе с:

Pololu — Повышающие регуляторы напряжения U3V50x

Примечание: Мы рекомендуем наше новое семейство повышающих регуляторов U3V70x вместо этих более старых регуляторов U3V50x для приложений, требующих 20 В или меньше. Регуляторы U3V70x меньше по размеру и могут выдавать больший ток, а регулируемая версия оснащена прецизионным 12-оборотным потенциометром, упрощающим установку выходного напряжения на определенное значение.

Это семейство повышающих стабилизаторов может генерировать до 30 В при входном напряжении всего 2,9 В, допуская входные токи до 5 А и обеспечивая типичный КПД от 80% до 95%. Регуляторы включают в себя встроенную защиту от обратного напряжения, защиту от перегрузки по току, отключение при перегреве и блокировку при пониженном напряжении, которая не дает модулям работать хаотично, когда входное напряжение становится слишком низким. Семейство U3V50x включает версии с фиксированными выходами 5 В, 6 В, 9 В, 12 В или 24 В, а также версии с регулируемыми выходами от 4 В до 12 В или от 9 В до 30 В:

Регулятор Выходное напряжение Макс. вход ток Минимальное входное напряжение Типовая эффективность Размер Цена
#2565: U3V50F5 5 В 5 А 2.9 В 80% – 90% 0,6″ × 1,9″ 23,49 $
#2566: U3V50F6 6 В 5 А 2,9 В 80% – 90% 0,6″ × 1,9″ 23,49 $
#2567: U3V50F9 9 В 5 А 2,9 В 85% – 95% 0,6″ × 1,9″ 23,49 $
#2568: U3V50F12 12 В 5 А 2.9 В 85% – 95% 0,6″ × 1,9″ 23,49 $
#2569: U3V50F24 24 В 5 А 2,9 В 90% – 95% 0,6″ × 1,9″ 26,95 $
#2570: U3V50ALV 4 В – 12 В 5 А 2,9 В 80% – 95% 0,6″ × 1,9″ 24,95 $
#2571: U3V50AHV 9 В – 30 В 5 А 2.9 В 85% – 95% 0,6″ × 1,9″ 28,49 $

Сравните все товары в этой категории

Товары в категории «Повышающие регуляторы напряжения U3V50x»

Этот мощный повышающий стабилизатор эффективно генерирует выходное напряжение 5 В из входного напряжения всего 2,9 В, допуская при этом входной ток до 5 А.

Этот мощный повышающий стабилизатор эффективно генерирует выходное напряжение 6 В при входном напряжении всего 2.9 В при входном токе до 5 А.

Этот мощный повышающий стабилизатор эффективно генерирует выходное напряжение 9 В из входного напряжения всего 2,9 В, допуская при этом входной ток до 5 А.

Этот мощный повышающий стабилизатор эффективно генерирует выходное напряжение 12 В из входного напряжения всего 2,9 В, допуская при этом входной ток до 5 А.

Этот мощный повышающий стабилизатор эффективно генерирует выходное напряжение 24 В при входном напряжении всего 2.9 В при входном токе до 5 А.

Этот мощный повышающий стабилизатор эффективно повышает входное напряжение от 2,9 В до более высокого, регулируемого выходного напряжения от 4 В до 12 В , обеспечивая при этом входной ток до 5 А.

Этот мощный повышающий стабилизатор эффективно повышает входное напряжение от 2,9 В до более высокого, регулируемого выходного напряжения от 9 В до 30 В () при входном токе до 5 А.

Повышающий регулятор напряжения Pololu 12 В U3V12F12

Обзор

Эти повышающие (повышающие) стабилизаторы напряжения генерируют более высокие выходные напряжения при входном напряжении всего 2,5 В. Они представляют собой импульсные стабилизаторы (также называемые импульсными источниками питания (SMPS) или преобразователями постоянного тока) и имеют типичный КПД от 80% до 90%. Доступный выходной ток зависит от входного напряжения, выходного напряжения и КПД (см. раздел «Типовая эффективность и выходной ток » ниже), но входной ток обычно может достигать 1.4 А. Этот регулятор доступен с фиксированным выходом 5 В, 9 В или 12 В:

Доступны альтернативы с вариациями этих параметров: выходное напряжение Выбрать вариант…

Термоотключение регулятора предотвращает повреждение от перегрева, но , а не имеет защиту от короткого замыкания или обратного напряжения.

Особенности

  • входное напряжение: 2,5 В – VOUT
  • фиксированный выходной сигнал 5 В, 9 В или 12 В с точностью 4 %
  • 1.4 А переключатель допускает входной ток до 1,4 А
  • 2 мА, типичный ток покоя без нагрузки
  • встроенная защита от перегрева
  • малый размер: 0,515″ × 0,32″ × 0,1″ (13 × 8 × 3 мм)

Использование регулятора

Соединения

Повышающий регулятор имеет три соединения: входное напряжение (VIN), заземление (GND) и выходное напряжение (VOUT).

Входное напряжение VIN должно быть не менее 2,5 В и не должно превышать выходное напряжение VOUT.Пожалуйста, будьте осторожны с разрушительными пиками LC, которые могут привести к превышению входного напряжения VOUT (дополнительную информацию см. ниже).

Три разъема помечены на обратной стороне печатной платы и расположены с интервалом 0,1 дюйма вдоль края платы для совместимости с макетными платами без пайки, разъемами и другими схемами прототипирования, использующими сетку 0,1 дюйма. Вы можете припаять провода непосредственно к плате или припаять либо к прямой вилке 3×1, либо к прямоугольной вилке 3×1, которая входит в комплект.

Типовой КПД и выходной ток

Эффективность регулятора напряжения, определяемая как (выходная мощность)/(входящая мощность), является важной мерой его производительности, особенно когда речь идет о сроке службы батареи или нагреве. Как показано на графиках ниже, этот импульсный стабилизатор обычно имеет КПД от 80 до 90%.

Максимально достижимый выходной ток приблизительно пропорционален отношению входного напряжения к выходному напряжению.Если входной ток превышает предел тока переключателя (обычно где-то между 1,4 и 2 А), выходное напряжение начнет падать. Кроме того, максимальный выходной ток может зависеть от других факторов, включая температуру окружающей среды, воздушный поток и теплоотвод.

Всплески напряжения LC

При подключении напряжения к электронным схемам первоначальный скачок тока может вызвать разрушительные скачки напряжения, которые намного превышают входное напряжение. В наших тестах с типичными силовыми проводами (испытательные зажимы ~ 30 дюймов) входное напряжение выше 10 В вызывало скачки напряжения, превышающие 20 В.Вы можете подавить такие всплески, припаяв электролитический конденсатор емкостью 33 мкФ или больше рядом с регулятором между VIN и GND.

Дополнительную информацию о всплесках LC можно найти в наших рекомендациях по применению «Понимание разрушительных всплесков напряжения LC».

Импульсный преобразователь постоянного тока в постоянный » Electronics Notes

— краткое изложение или руководство по схеме и работе повышающего или повышающего регулятора с использованием методов импульсного источника питания.


Схемы источника питания SMPS Primer & Tutorial Включает:
Импульсный источник питания Как работает СМПС Понижающий преобразователь Повышающий повышающий преобразователь Повышающий конвертер

См. также: Обзор электроники источника питания Линейный источник питания Защита от перенапряжения Характеристики блока питания Цифровая мощность Шина управления питанием: PMbus Бесперебойный источник питания


Одним из преимуществ технологии импульсного источника питания является то, что ее можно использовать для создания повышающего или повышающего преобразователя/регулятора.

Повышающие преобразователи или стабилизаторы

используются во многих случаях от обеспечения небольших источников питания, где могут потребоваться более высокие напряжения, до гораздо более высоких требований к мощности.

Часто предъявляются требования к напряжению, превышающему напряжение, обеспечиваемое имеющимся источником питания. Напряжения для ВЧ-усилителей мощности в мобильных телефонах являются лишь одним из примеров.

Основы повышающего преобразователя

Схема повышающего преобразователя во многом похожа на понижающий преобразователь. Однако топология схемы повышающего преобразователя немного отличается.Основная схема повышающего или повышающего преобразователя состоит из катушки индуктивности, диода, конденсатора, переключателя и усилителя ошибки со схемой управления переключателем.

Схема повышающего преобразователя работает за счет изменения времени, в течение которого катушка индуктивности получает энергию от источника.

На базовой блок-схеме работы повышающего преобразователя видно, что выходное напряжение, возникающее на нагрузке, воспринимается усилителем считывания/ошибки, и генерируется напряжение ошибки, которое управляет переключателем.

Обычно переключатель повышающего преобразователя управляется широтно-импульсным модулятором, переключатель остается во включенном состоянии тем дольше, чем больше ток потребляется нагрузкой, и напряжение имеет тенденцию к падению, и часто для управления переключением используется осциллятор с фиксированной частотой.

Работа повышающего преобразователя

Работа повышающего преобразователя относительно проста.

Когда переключатель находится в положении ON, выход катушки индуктивности соединен с землей, и на нее подается напряжение Vin.Ток индуктора увеличивается со скоростью, равной Vin/L.

Когда переключатель находится в положении OFF, напряжение на катушке индуктивности изменяется и становится равным Vout-Vin. Ток, протекавший в катушке индуктивности, затухает со скоростью, равной (Vout-Vin)/L.

Ссылаясь на принципиальную схему повышающего преобразователя, формы сигналов тока для различных областей цепи можно увидеть, как показано ниже.

Из графиков сигналов видно, что входной ток повышающего преобразователя выше, чем выходной ток.Если предположить, что это абсолютно эффективный, то есть повышающий преобразователь без потерь, выходная мощность должна равняться входной мощности, то есть Vin ⋅ Iin = Vout ⋅ Iout. Отсюда видно, что если выходное напряжение выше входного, то входной ток должен быть выше выходного тока.

В действительности ни один повышающий преобразователь не будет работать без потерь, но в большинстве источников питания достижимы уровни эффективности около 85% и выше.


Дополнительные схемы и схемы:
Основы операционных усилителей Схемы операционных усилителей Цепи питания Транзисторная конструкция Транзистор Дарлингтона Транзисторные схемы схемы полевых транзисторов Символы цепи
    Вернитесь в меню проектирования схем .. .

Повышающий регулятор напряжения 5 В U1V10F5

Повышающий/понижающий регулятор напряжения 5 В U1V10F5

Этот крошечный (0,35″×0,45″) импульсный повышающий (или повышающий) стабилизатор напряжения U1V10F5 эффективно генерирует 5 В при входном напряжении всего 0,5 В. В отличие от большинства повышающих стабилизаторов, U1V10F5 автоматически переключается в режим линейного понижающего регулирования. когда входное напряжение превышает выходное. Расстояние между контактами составляет 0,1″, что делает эту плату совместимой со стандартными макетными платами и перфорированными платами без пайки.

Этот повышающий (повышающий) стабилизатор напряжения на 5 В генерирует более высокие выходные напряжения при входном напряжении всего 0,5 В, а также автоматически переключается в режим линейного регулирования с понижением напряжения, когда входное напряжение превышает выходное. Это делает его идеальным для питания 5-вольтовых электронных проектов от 1 до 3 NiMH, NiCd или щелочных элементов или от одного литий-ионного элемента.

При повышении напряжения этот модуль действует как импульсный стабилизатор (также называемый импульсным источником питания (SMPS) или преобразователем постоянного тока) и имеет типичный КПД от 70% до 90%.Доступный выходной ток зависит от входного напряжения, выходного напряжения и КПД (см. раздел «Типовая эффективность и выходной ток » ниже), но обычно входной ток может достигать 1,2 А.

Термовыключатель регулятора срабатывает при температуре около 140°C и помогает предотвратить повреждение от перегрева, но он не имеет защиты от короткого замыкания или обратного напряжения.

Характеристики

  • Входное напряжение: 0.от 5 В до 5,5 В
  • Фиксированный выход 5 В с точностью 4 %
  • Автоматическое линейное понижение напряжения, когда входное напряжение больше выходного
  • Переключатель на 1,2 А допускает входной ток до 1,2 А
  • Хороший КПД при небольшой нагрузке: типичный ток покоя без нагрузки <1 мА, хотя он может превышать 1 мА для очень низких входных напряжений
  • Встроенная защита от перегрева
  • Малый размер: 0.35″ × 0,45″; × 0,1 дюйма (9 × 11,5 × 2,5 мм)
Использование регулятора

Соединения

Повышающий регулятор имеет три соединения: входное напряжение (VIN), земля (GND) и выходное напряжение (VOUT).

Входное напряжение VIN должно быть не менее 0,5 В, чтобы регулятор включился. Однако, как только регулятор включен, входное напряжение может упасть до 0,3 В, а выходное напряжение 5 В будет поддерживаться на VOUT. В отличие от стандартных повышающих стабилизаторов, этот регулятор имеет дополнительный режим линейного понижающего регулирования, который позволяет ему преобразовывать входные напряжения до 5 В.от 5 В до 5 В для нагрузок малого и среднего размера. Когда входное напряжение превышает 5 В, регулятор автоматически переключается в этот режим понижения напряжения. Входное напряжение не должно превышать 5,5В. Пожалуйста, будьте осторожны с разрушительными выбросами LC, которые могут привести к тому, что входное напряжение превысит 5,5 В (дополнительную информацию см. Ниже).

Типовой КПД и выходной ток

Эффективность регулятора напряжения, определяемая как (выходная мощность)/(входящая мощность), является важной мерой его производительности, особенно когда речь идет о сроке службы батареи или нагреве.Как показано на графиках ниже, этот импульсный регулятор обычно имеет КПД от 70 до 90%.

Максимально достижимый выходной ток примерно пропорционален отношению входного напряжения к выходному напряжению. Если ток входа превышает предел тока переключателя (обычно где-то между 1,2 и 1,5 А), выходное напряжение начнет падать. Кроме того, максимальный выходной ток может зависеть от других факторов, включая температуру окружающей среды, воздушный поток и теплоотвод.

Шипы напряжения LC

При подключении напряжения к электронным схемам первоначальный скачок тока может вызвать разрушительные скачки напряжения, которые намного превышают входное напряжение. В наших тестах с типичными силовыми проводами (тестовые зажимы ~ 30 дюймов) входное напряжение выше 4,5 В вызывало скачки напряжения, которые потенциально могли повредить регулятор. Вы можете подавить такие всплески, припаяв электролитический конденсатор емкостью 33 мкФ или больше рядом с регулятором между VIN и GND.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован.