Понижающий импульсный регулятор напряжения: Понижающий импульсный регулятор напряжения — PDF Free Download

Содержание

Сравнение линейного и импульсного регуляторов в промышленных применениях с шиной 24 В

15 ноября 2017

Рич Новаковски, Роберт Тэйлор (Texas Instruments)

Линейные регуляторы применяются уже в течение нескольких десятилетий. Некоторые разработчики до сих пор используют эти компоненты 20-летней давности не только в старых проектах, но и в новых. Другие продолжают делать свои собственные «линейники» из дискретных компонентов. В самом деле, в большинстве приложений сложно придумать что-то проще, чем линейные регуляторы. Однако в маломощных устройствах со входом 24 В, например, в системах отопления, вентиляции и кондиционирования воздуха (HVAC) могут возникнуть проблемы с выделением тепла, если падение напряжения будет слишком большим. К счастью, благодаря тому, что появились небольшие импульсные регуляторы с широким входом по напряжению и с высоким КПД, у разработчиков есть несколько вариантов для выбора. Сравним три различных решения для преобразователя с входом 24 В и с выходными параметрами 5 В, 100 мА: синхронный понижающий преобразователь, интегрированный линейный регулятор и линейный регулятор на дискретных компонентах. Размеры, КПД системы, температурные характеристики, отклик на импульсную нагрузку, шумы, сложность и стоимость сопоставляются, чтобы помочь разработчикам выбрать наиболее оптимальное решение, отвечающее их требованиям.

Условия сравнения

Большинство индустриальных приложений работает от 24 В и требует 5 В для питания различных нагрузок, таких как логика и маломощные микропроцессоры. Выходной ток 100 мА выбран, так как его обычно достаточно для питания логики и процессоров. Однако на решение, что же все-таки применить – импульсный или линейный регулятор влияет, в первую очередь, мощность потерь, которую необходимо рассеять. Электрические схемы сравниваемых решений представлены на рисунках 1, 2 и 3. Все решения спроектированы на идентичных печатных платах с керамическими конденсаторами 1 мкФ на входе и 4,7 мкФ на выходе. В решении на рисунке 1 применяется микросхема TPS54061 производства компании Texas Instruments. Это – синхронный понижающий преобразователь со встроенными MOSFET. Следует обратить внимание, что это решение не требует диода, но необходимо использовать дроссель, 5 конденсаторов и 4 резистора.

Рис. 1. Импульсный понижающий конвертер со встроенными MOSFET

Данная микросхема имеет внешнюю компенсацию обратной связи, которая настроена для работы с такими же конденсаторами на входе и выходе, как и у линейных регуляторов на рисунках 2 и 3. На рисунке 2 изображена электрическая схема интегрированного линейного регулятора Texas Instruments LM317. У этой микросхемы широкий вход по напряжению, максимальный выходной ток 1,5 А, и в обвязке всего два резистора и два конденсатора. Микросхема очень популярна среди разработчиков благодаря простоте. Большая разница между входным и выходным напряжениями требует низкого теплового сопротивления корпуса, поэтому был выбран корпус D2PAK (double-decawatt package).

Рис. 2. Интегрированный линейный регулятор с широкополосным входом

На рисунке 3 изображен дискретный линейный регулятор, состоящий из транзистора и стабилитрона с двумя внешними конденсаторами и четырьмя внешними резисторами. Стабилитрон на базе биполярного NPN-транзистора устанавливает уровень напряжения 5,6 В. Из-за падения напряжения «база-эмиттер» напряжение на выходе стабилизируется на уровне приблизительно 5 В. Внешние резисторы используются для того чтобы уменьшить потери на NPN-транзисторе.

Рис. 3. Дискретный линейный регулятор

В таблице 1 все три решения сравниваются по количеству компонентов обвязки и площади, занимаемой на печатной плате. Линейные решения требуют больше места на плате, чтобы лучше отводить рассеиваемую мощность. При максимальной нагрузке каждый «линейник» должен рассеивать около 2 Вт мощности. Главное правило, о котором следует помнить, заключается в том, что на площади 1 дюйм2 при рассеянии мощности 1 Вт температура возрастает на 100°С. Линейные регуляторы спроектированы таким образом, чтобы максимальный рост температуры был не более 40°С. Если на печатной плате мало места – оптимально применить синхронный понижающий импульсный преобразователь, несмотря на большое количество внешних компонентов и необходимость выбрать дроссель и рассчитать цепочку компенсации обратной связи.

Таблица 1. Сравнение решений по занимаемой площади и количеству компонентов

Тип преобразователя Занимаемая площадь на печатной плате, дюйм² Количество компонентов Сложность решения
Импульсный (понижающий) (TPS54061) 0,14 11 Высокая
Интегрированный линейный (LM317) 2,25 5 Низкая
Дискретный линейный (стабилитрон/транзистор) 2,25 8 Средняя

Тепловые характеристики

Фотография на рисунке 4, сделанная тепловизором, отображает распределение температуры на печатной плате каждого из приведенных решений. Печатная плата спроектирована таким образом, что соседние схемы не влияют на нагрев друг друга.

Рис. 4. Выделяемое от каждой схемы тепло

Из таблицы 2 видно, что импульсный регулятор нагревается минимально, всего на 11°С. При большой разнице между входным и выходным напряжением импульсный регулятор с синхронным выпрямлением значительно превосходит по КПД линейные решения (таблица 3). Интересно отметить, что температура в рабочем режиме интегрированного линейного регулятора отличается от температуры дискретного «линейника». Из-за того, что интегрированный линейный регулятор исполнен в более крупном корпусе D

2PAK, он рассеивает мощность на большей площади. Дискретное решение выполнено с использованием корпусов SOT-23 и SOT-223, которые меньше, чем D2PAK. Следовательно, у них больше тепловое сопротивление, что затрудняет отвод рассеиваемой мощности.

Таблица 2. Сравнение по тепловым характеристикам

Тип преобразователя Разница температур, °С Максимальная температура, °С Корпус
Импульсный (понижающий) 11 40,7 3×3 мм VSON
Интегрированный линейный 27 56,2 D2PAK
Дискретный линейный 40 69,1 SOT-23, SOT-223

Сравнение по КПД

Температурная картина напрямую зависит от КПД каждого регулятора. На рисунке 5 изображено сравнение по КПД каждой из трех схем. Как и ожидалось, импульсный регулятор превосходит остальные регуляторы при малой и при максимальной нагрузках.

Рис. 5. КПД в зависимости от тока нагрузки

При небольших нагрузках потери переключения и ток собственного потребления становятся более явными. Это объясняет снижение КПД при небольших нагрузках. На малой нагрузке нагляднее будет посмотреть график потерь мощности (рисунок 6). При токе нагрузки 10 мА и напряжении питания 24 В разница КПД между импульсным и линейным решениями составляет 50%. Потери мощности в этой рабочей точке импульсного конвертера составляют 2,8 мВт, а потери линейного регулятора – 345 мВт. На максимальной нагрузке потери «импульсника» составляют 93 мВт, потери линейного регулятора – 2,06 Вт.

Рис. 6. Потери мощности в зависимости от тока нагрузки

В таблице 3 приводится сравнение КПД и потерь мощности для всех решений. Следует обратить внимание, что ток собственного потребления дискретного линейного регулятора меньше, чем у интегрированного линейного регулятора. Но интегрированное решение, в свою очередь, сочетает в себе больше различных функций, чем дискретный «линейник».

Таблица 3. Сравнение по потерям мощности и КПД

Тип преобразователя  Максимальная нагрузка Без нагрузки
КПД, %  Мощность потерь, Вт Ток собственного потребления, мА
Импульсный (понижающий) 84,5  0,093 0,5
Интегрированный линейный 20,0  2,06 5,5
Дискретный линейный 20,1  2,02 4

Выходные характеристики

Аналоговые цепи могут быть чувствительны к пульсациям напряжения, а цифровые процессоры – к точному значению напряжения центрального ядра. Для таких чувствительных нагрузок важно контролировать пульсации напряжения, точность выходного напряжения и максимальные отклонения напряжения при переходных процессах. Линейные регуляторы сами по себе имеют малые пульсации и используются для фильтрации шума импульсных регуляторов. Выходные пульсации напряжения линейных регуляторов обоих типов составляют не более 10 мВ. В процентном соотношении этот показатель составляет 0,2%. С другой стороны, пульсации напряжения импульсного регулятора составляют 75 мВ или 1,5% выходного напряжения. Низкое значение эквивалентного последовательного сопротивления (ESR) конденсатора на выходе импульсного регулятора позволяет уменьшить пульсации выходного напряжения, даже несмотря на характерный уровень шума на выходе. Сравнивая точность выходного напряжения импульсного регулятора и линейных регуляторов при переходе от режима холостого хода до максимальной нагрузки, получаем наилучшее значение этого параметра у «импульсника». Дальнейшее исследование параметров всех трех решений обнаруживает, что опорное напряжение в цепи обратной связи импульсного регулятора – наиболее стабильное. Дискретный линейный регулятор использует достаточно простой способ регулирования выходного напряжения, поэтому у него худшие параметры в сравнении с остальными решениями. Во многих случаях очень точное напряжение не требуется, так как, к примеру, достаточно часто напряжение 5 В конвертируется в более низкие номиналы с помощью дополнительных регуляторов. Отклик на импульсное изменение нагрузки для всех типов регуляторов изображен на рисунках 7…9.

Рис. 7. Импульсный регулятор отрабатывает импульсную нагрузку Рис. 8. Интегрированный линейный регулятор отрабатывает импульсную нагрузку Рис. 9. Дискретный линейный регулятор отрабатывает импульсную нагрузку

Хотя импульсный регулятор имеет достаточно высокую точность выходного напряжения, отклонение этого параметра при отработке импульсной нагрузки оказывается хуже, чем у линейных решений. Отклонение выходного напряжения при скачке выходного тока 50…100 мА составляет 250 мВ или 5% от выходного напряжения. При этом для линейных решений отклонение составляет 40 мВ. На выход импульсного регулятоpa можно добавить дополнительную емкость для уменьшения отклонения напряжения. Но это, в свою очередь, повлияет на стоимость и площадь, занимаемую на печатной плате. Стоит обратить внимание, что дискретный линейный регулятор не спроектирован специально для отработки скачков выходного тока, а также не имеет защиты по максимальному току и функции отключения по превышению температуры. В таблице 4 изображены выходные характеристики каждого из рассматриваемых решений.

Таблица 4. Сравнение характеристик выходного напряжения

Тип регулятора Пульсации Vout, мВ Отклонение выходного напряжения при импульсной нагрузке 50…100 мА Ошибка регулирования при импульсной нагрузке 0…100 мА
Импульсный 75 250 1,5
Интегрированный линейный <10 40 0,7
Дискретный линейный <10 40 21,8

Сравнение по стоимости

Большинство внешних компонентов, применяемых в этих схемах – резисторы и конденсаторы миниатюрного размера, стоящие менее 0,01$. Комплексная стоимость спецификации всех решений представлена в таблице 5. Стоимость рассчитана исходя из количества 10 тыс. шт. по ценам, актуальным для США на дату написания данной статьи. Легко заметить, что линейные решения стоят в несколько раз дешевле, чем импульсный регулятор. Это связано с тем, что «импульсник» требует наличия внешнего дросселя, который может стоить 0,10$, да и сама микросхема стоит намного дороже. Но, несмотря на существенную разницу в стоимости, отличные технические характеристики импульсного преобразователя могут оказаться более важными, чем высокая цена. Разница в цене между линейными решениями составляет всего 0,06$ в пользу дискретного решения. Но функции защиты, встроенные в интегрированный линейный регулятор могут оказаться ценнее небольшой экономии.

Таблица 5. Сравнение стоимости комплектующих по спецификации

Тип регулятора Стоимость спецификации при 1 тыс. шт., $
Импульсный 1,80
Интегрированный линейный 0,32
Дискретный линейный 0,26

Заключение

Существует множество доступных разработчикам решений в области управления электропитанием. Наиболее оптимальное решение можно выбрать, только отталкиваясь от конкретной технической задачи. Решения по управлению электропитанием, которые снижают потребление энергии и уменьшают площадь, занимаемую на печатной плате, являются наиболее привлекательными на рынке на текущий момент. Синхронный понижающий импульсный преобразователь позволяет значительно улучшить КПД преобразования и уменьшить размер по сравнению с линейными решениями. Если перед разработчиком стоит задача максимально удешевить изделие – на помощь придет линейный регулятор на дискретных компонентах. Но за это придется заплатить отсутствием защитных функций, достаточно низким КПД и затратами на радиатор для хорошего теплоотвода. В таблице 6 приводится комплексное сравнение всех трех регуляторов, чтобы помочь разработчику выбрать именно то решение, которое наилучшим образом подходит для конкретной технической задачи.

Таблица 6. Характеристики регуляторов 5 В/100 мА со входом 24 В

Тип регулятора Стоимость BOM при 1 тыс. шт., $ Пульсации Vout, мВ КПД при максимальной нагрузке Занимаемое место на плате, дюйм² Сложность решения
Импульсный 1,80 75 84,5 0,14 Высокая
Интегрированный линейный 0,32 <10 20,0 2,25 Низкая
Дискретный линейный 0,26 <10 20,1 2,25 Средняя

Оригинал статьи.

•••

Наши информационные каналы

5. Импульсные регуляторы напряжения

Как следует из экспериментов, проведенных в разделе 3.7, КПД линейных стабилизаторов является низким из-за потерь в транзисторах регулирующего элемента, кроме того требуются мощные теплоотводы, превышающие по габаритам и массе сами стабилизаторы.

Повысить КПД можно, если транзисторы регулирующих элементов будут работать в ключевом режиме.

При использовании MOSFET и IGBT транзисторов проблема КПД и массово-габаритных показателей решается достаточно просто. Регулирование напряжения в этом случае осуществляется следующим образом: из постоянного напряжения формируются однополярные импульсы с постоянной составляющей, величина которой пропорциональна длительности импульсов. Схема идеального ключевого регулятора и осциллограммы, поясняющие его принцип работы, показаны на рисунке 5.1.

U1

Рисунок 5.1

Среднее значение выходного напряжения Uн:

Где γ=t1/T – коэффициент заполнения импульса.

Изменяя значение коэффициента можно регулировать выходное напряжение импульсного регулятора. Для получения постоянного напряжения необходимы фильтры.

Существуют три основные схемы импульсных регуляторов напряжения (ИРН), преобразующих переменное напряжение в постоянное (конверторы ДС-ДС): последовательный ИРН понижающего типа, ИРН параллельный повышающего и ИРН параллельный инвертирующего типа.

5.1. Импульсный регулятор напряжения последовательного типа.

На рисунке 5.2. изображена схема ИРН понижающего типа

Импульсный регулятор напряжения понижающего типа

Рисунок 5. 2

Проходной транзистор Q1 находится в одном из двух режимов – насыщения (транзистор открыт) или отсечки (транзистор закрыт). Если Q1 открыт (насыщен), ток поступает от источника постоянной ЭДС U1 через дроссель L в нагрузку R одновременно заряжается конденсатор C. Когда транзистор Q1 закрыт, ток через индуктивность по закону коммутации, протекая по цепи L - C║R, общий провод ┴, диод Q, способствует поддержанию выходного напряжения Uн.

При определении регулировочной характеристики составляются выражения для определения напряжения на индуктивности на каждом интервале работы транзистора.

Транзистор Q1 открыт от 0 до t1

где

ток через индуктивность за время t=t1 нарастает, а за интервал времени

равномерно уменьшается. Из равенства токов для каждого интервала времени определяется регулировочная характеристика:

Ток через нагрузку должен превышать ток пульсации дросселя:

Откуда значение индуктивности дросселя равно:

Где γ=γmax, fp=1/T – рабочая частота, сопротивление Rн=Rн max.

Рекомендуемое значение L:

Для определения значения емкости C, положим ток нагрузки равным

, тогда для интервала (T-t1):

где fp=1/T, γ=t1/T, Kп=ΔUн/Uн – коэффициент пульсации

Ток через транзистор и диод , где значение индуктивности равно рекомендуемому.

Напряжение транзистора, диода и емкости

По данным ,,и выбираются транзисторы и диоды. КПД регулятора , где - прямое падение напряжения диода, - напряжение насыщения коллектор - эмиттер(сток - исток). Ток потребляемый регулятором находится из баланса мощностей

5.3. Исследование импульсного регулятора понижающего типа

Цель: построение регулировочной характеристика, выходной характеристики, снятие осциллограмм токов через транзистор, диод и дроссель. Оценка влияния изменения сопротивления нагрузки на формы токов(,и )

Приборы и элементы

- транзистор IRG4BC20U Q1

Диод Шоттки 10BQ040 D1

Резисторы R1=20Ом, R2=510 Ом,

Индуктивность L1=10мГн

Емкость С1=3мкФ

Сопротивление нагрузки R1=2Ом

Потенциометр R=10Ом

Датчики тока R=10млОм

Амперметры U2, U3

Вольтметры U1

Четырехканальный осциллограф XSC1

Двухканальный осциллограф XSC2

Функциональный генератор XFG1

Источник постоянной ЭДС V1

Исходные данные и значения номиналов элементов входящих в схему.

Исходные данные:

U1=25В – входное напряжение ЭДС постоянного тока;

Rн=( R6+ R7)=(212)Ом – сопротивление нагрузки;

=20 кГц – рабочая частота;

- коэффициент заполнения импульса.

Рабочая частота и коэффициент заполнения импульса задается с помощью функционального генератора XFG1 форма импульсов прямоугольна

Максимальные значения напряжения и тока нагрузки

Максимальные значения напряжения на диоде D1и транзисторе Q1

Значение индуктивности из условия непрерывности тока через катушку , L1=500мкГн.

Значение емкости ,

С1=2мкФ.

Максимальное значение токов через диод и транзистор

По значениям, , выбраны диод с барьером Шоттки D1 10BQ040 и транзистор IGBT – IRG4BC20U/

Сопротивление датчиков тока R3, R4, R5 выбираются из условия R2=R3=R4=(0,05Rнmin

Резистор R1 выбирается из условия обеспечения максимального зарядного тока входной емкости C11 IGBT транзистора. Максимальный зарядный ток затвора Iсз=1 А, напряжение затвор-эмиттер Uзэ=20В.

Диод VD2 позволяет сократить время разряда входной емкости.

Исследуемая схема изображена на рисунке 5.3.

ИРН понижающего типа

Рисунок 5.3

Рисунок 5.4

  1. форма тока через дроссель

  2. форма напряжения на диоде D1

  3. форма тока через транзистор

  4. форма тока через диод

Порядок проведения эксперимента

Эксперимент 1. построение регулировочной характеристики ИРН понижающего типа для Rн max= 12 Ом и Rн min=2 Ом. Определение входного сопротивления при различных γ.

  1. Откройте файл «ИРН понижающего типа» или соберите схему, изображенную на рис. 4.3. установите значение Rн min=R7=2 Ом, а R6=0 Ом (0%). Включите схему. Изменяя значения γ от 0.2 (20% - duty Cycle) c шагом Δγ=0.1, занесите в таблицу показания вольтметра U2, измеряющего Uн .

  2. Установите значение ,

R6max=10 Ом (100%) и повторите опыт а). Постройте регулировочную характеристику

Uн(Rн min)=f(γ) и Uн(Rн max)=f(γ). Проведите сравнительный анализ и сделайте выводы относительно теоретической зависимости Uн=U1*γ, почему нет совпадений.

  1. Установите значения: γ1=0.3, γ2=0.5, γ3=0.9. изменяя величину Rн от 12 до 2 Ом, занесите показания вольтметра U2, амперметра U1 в таблицу. По табличным данным постройте выходные характеристики ИРН для трех случаев (γ1=0.3, γ2=0.5, γ3=0.9). По полученным зависимостям найти выходные сопротивления. Провести сравнительный анализ, сделайте выводы о поведении напряжения нагрузки в зависимости от тока нагрузки при различных γ.

  2. Рассчитайте КПД регулятора, используя показания амперметра U4 (ток потребления I0), амперметра U3 (ток нагрузки Iн) и вольтметра U2 (напряжение нагрузки Uн) для γ2=0.5 и γ3=0.9 для двух случаев и

Потребляемая мощность:

Мощность, выделяемая нагрузкой

КПД

Сделайте выводы.

Микросхемы импульсных понижающих стабилизаторов. Эволюция схемотехники - Компоненты и технологии

Рассмотрим схемотехнику и функциональные возможности микросхем понижающих импульсных стабилизаторов в их развитии.

Схема импульсного понижающего стабилизатора напряжения изображена на рис. 1. Детальное рассмотрение процесса работы стабилизатора можно найти в специальной литературе, например в [1]. Напомним только, что без учета потерь в элементах схемы выходное напряжение определяется следующим образом:

где ton — время открытого состояния ключа, T — период следования импульсов.

Это позволяет путем изменения соотношения времени открытого состояния ключа и периода следования импульсов регулировать выходное напряжение, а при наличии цепи отрицательной обратной связи и стабилизировать его.

В качестве ключа VT используются как биполярные, так и полевые транзисторы, а вместо диода VD в стабилизаторах с синхронным выпрямлением применяется полевой транзистор.

Первой реализацией импульсного понижающего стабилизатора напряжения был релейный (гистерезисный) импульсный преобразователь, имеющий очень простое схемотехническое решение.

Если для большинства схем импульсных преобразователей практически неизбежно наличие пульсаций выходного напряжения, то для релейного преобразователя наличие пульсаций, приведенных к входу обратной связи, равных напряжению гистерезиса компаратора, — обязательное условие нормальной работы.

Упрощенная схема релейного преобразователя показана на рис. 2. Характерная и «малоприятная» особенность схемы — зависимость частоты преобразования от параметров элементов схемы и режима работы стабилизатора:

Как следует из вышеприведенной формулы, частота зависит от входного и выходного напряжений, эквивалентного последовательного сопротивления выходного конденсатора, индуктивности дросселя и напряжения гистерезиса компаратора. Изменение частоты вшироких пределах не позволяет оптимизировать по габаритам дроссель и выходной конденсатор, усложняет борьбу с излучаемыми помехами.

На рис. 3 изображена практическая схема релейного преобразователя, в которую входит микросхема линейного стабилизатора LM317. Такое решение — использование недорогих интегральных схем линейных стабилизаторов — применялось на первых порах при отсутствии специализированных микросхем импульсных стабилизаторов.

Хотя в настоящее время релейный способ регулирования в чистом виде практически не применяется, такие несомненные его достоинства, как малое время переходного процесса и отсутствие элементов коррекции частотной характеристики в цепи обратной связи, заставляют разработчиков искать новые конструктивные решения с его использованием.

На рис. 4 изображена схема стабилизатора с популярной микросхемой MC34063 фирмы Motorola. Частота собственных колебаний генератора задается емкостью конденсатора С2, частота вынужденных колебаний генератора выше и зависит от максимального тока ключа, устанавливаемого резистором ограничения тока R1. Поскольку скорость нарастания тока в индуктивности зависит от разности входного и выходного напряжений, частота преобразования увеличивается с ростом входного напряжения. Когда напряжение на выводе обратной связи 5 становится равным опорному напряжению, компаратор через логический элемент и триггер запрещает управление выходным ключом на один или несколько периодов частоты генератора. Таким образом, стабилизатор работает в режиме генерации пакетов импульсов. Коэффициент полезного действия стабилизатора не превышает 70%, основные потери — изза большого падения напряжения на составном транзисторе ключа и резисторе ограничения тока.

Обновленная версия MC34063 — микросхема NCP3063 фирмы ON Semiconductor — имеет более совершенную схему ограничения максимального тока ключа, работающую только в переходных и аварийных режимах, и дополнена температурной защитой.

Температурная защита, предусматриваемая во многих современных микросхемах, предназначенных для силовой электроники, переводит мощные выходные каскады в выключенное состояние при незначительном превышении температуры кристалла относительно максимально допустимой. Тем самым существенно повышается эксплуатационная надежность аппаратуры.

В микросхеме ADP1111 (схема, в состав которой она включена, показана на рис. 5) частота генератора фиксирована и равна 72 кГц. Регулирование выходного напряжения обеспечивается остановкой генератора по достижении выходным напряжением номинального значения, то есть, как и в предыдущей схеме, стабилизатор работает в режиме генерации пакетов импульсов. При остановленном генераторе собственное потребление микросхемы составляет всего 300 мкА, что делает работу схемы весьма эффективной. Дополнительный усилитель предназначен для построения схем детектора напряжения, усилителя ошибки, либо дополнительного линейного стабилизатора. Версии микросхемы с фиксированным выходным напряжением имеют встроенный делитель в цепи отрицательной обратной связи. У микросхемы есть встроенная защита по току ключа с возможностью уменьшения тока срабатывания защиты внешним резистором RLIM, чем обеспечивается регулировка максимального выходного тока стабилизатора.

Ограничение максимального выходного тока стабилизатора установкой пользователем максимального тока ключа допускает ограниченная номенклатура микросхем. При необходимости можно воспользоваться техническим решением с применением микросхемы — измерителя тока, предлагаемым в [2].

Используя современные конденсаторы на выходе стабилизатора, пульсации на частоте работы генератора можно сделать весьма малыми. Пульсации же, вызванные прекращением работы выходного ключа, не могут быть меньше гистерезиса компаратора, типовое значение которого равно 2 мВ для MC34063 и 8 мВ для ADP1111, умноженного на отношение выходного напряжения к опорному напряжению.

Модифицированный релейный метод управления используется в одном из последних семейств от National Semiconductor — LM5007, LM5008, LM5010. Схема импульсного стабилизатора на LM5007 показана на рис. 6. В этой схеме время открытого состояния ключа, обратно пропорциональное входному напряжению, устанавливается резистором R1. При выходном токе более 50 мА стабилизатор работает в режиме с непрерывным током дросселя и постоянной частотой переключения, определяемой по формуле:

Частота преобразования не зависит от входного напряжения и нагрузки.

При низком выходном токе преобразователь работает в режиме прерывистого тока дросселя и на пониженных частотах, что позволяет минимизировать потери. Рабочая частота в этом режиме определяется выражением:

Чтобы гарантированно обеспечить нормальную работу стабилизатора с современными конденсаторами, имеющими, как правило, низкие значения эквивалентного последовательного сопротивления, последовательно с конденсатором С2 включают резистор R6. Пульсации выходного напряжения велики, поскольку для работы стабилизатора рекомендуется напряжение пульсации на выводе обратной связи в пределах 25ч50 мВ. При необходимости более низкого уровня пульсации выходного напряжения нагрузку можно подключать параллельно конденсатору С2, либо потребуется включение на выходе стабилизатора дополнительного LC-фильтра, не охваченного цепью отрицательной обратной связи.

Для питания затвора n-канального МОП-транзистора использована схема «зарядового насоса». Конденсатор С4, подключенный к выводу BST, на этапе закрытого состояния ключа заряжается через встроенный диод. На этапе открытого состояния ключа напряжение на конденсаторе суммируется с входным напряжением, что и обеспечивает большее напряжение на затворе транзистора, чем на его стоке.

Как видно из функциональной схемы LM5007, микросхема существенно сложнее рассмотренных выше, и включает в себя узлы, повышающие надежность работы. Защита от пониженного входного напряжения предотвращает отпирание выходного транзистора при входном напряжении менее 6,3 В, когда схема управления уже не способна к адекватным действиям. Тем самым предотвращается выход микросхемы из строя в аварийной ситуации. Защита от повышения выходного напряжения немедленно запирает выходной ключ, если напряжение на выводе FB превысит порог в 2,875 В при внезапном увеличении входного напряжения или отключении нагрузки. Схема ограничения тока устанавливает максимальный ток ключа на уровне 0,725 А и, кроме того, регулирует время открытого состояния ключа, устанавливаемое резистором R2, при включении и перегрузке. При замыкании вывода SD/Ron на «землю» стабилизатор можно выключить, при этом ток, потребляемый от источника питания, равен сумме тока собственного потребления микросхемы 100 мкА и тока через резистор R1.

Более высокие качественные характеристики преобразования обеспечивает техника ШИМ-регулирования, используемая в подавляющем большинстве микросхем понижающих стабилизаторов. Частота преобразования, как правило, постоянна, что позволяет оптимизировать параметры дросселя и конденсатора выходного фильтра и упрощает задачу фильтрации помех на частоте преобразования. Величина пульсаций выходного напряжения существенно меньше, чем в релейных стабилизаторах, но реакция на скачкообразное изменение нагрузки или входного напряжения заметно хуже. Для обеспечения устойчивости обязательна частотная коррекция в цепи отрицательной обратной связи.

Рис. 7 поясняет принцип ШИМ-регулирования с управлением по напряжению. Выходное напряжение или его часть поступает на вход усилителя ошибки, другой вход которого подключен к источнику опорного напряжения Vref. Усиленная разность напряжений подается на вход ШИМ-компаратора, на другой вход которого поступает пилообразное напряжение с частотой задающего генератора. Сравнивая эти два напряжения, компаратор модулирует длительность импульсов, управляющих ключом S. Цепи частотной коррекции условно показаны в виде комплексных сопротивлений Z1 и Z2.

Практическая схема ШИМ-стабилизатора с применением микросхемы TPS5430 из серии Swift™ от Texas Instruments показана на рис. 8. Благодаря высокой частоте задающего генератора — 500 кГц, корректирующие конденсаторы имеют небольшие номиналы, и элементы частотной коррекции интегрированы в микросхему. Использована наиболее сложная из применяемых частотная коррекция типа 3, подробнее о которой можно узнать из публикации [3], посвященной частотной коррекции импульсных стабилизаторов. На рис. 9 схема изображена с керамическим выходным конденсатором С3. При использовании электролитических конденсаторов элементы коррекции С4, С6, С7, R3 не нужны, достаточно внутренней коррекции.

Микросхема включает в себя схему формирования повышенного напряжения питания драйвера n-канального МОП-транзистора, защиту от пониженного входного напряжения, защиту от повышенного выходного напряжения и тепловую защиту. В качестве датчика тока в схеме ограничения максимального тока ключа используется сопротивление канала открытого МОП-транзистора. При достижении током стока порогового значения ключ выключается до конца текущего периода тактовой частоты. В случае серьезной перегрузки, например, при коротком замыкании на выходе, по сигналу HICCUP источник опорного напряжения закорачивается на «землю» на 10–20 мс с последующим плавным пуском стабилизатора и повторением цикла до устранения перегрузки. Схема плавного пуска обеспечивает линейное нарастание напряжения на входе усилителя ошибки от нуля до величины опорного напряжения за 8 мс. При замыкании вывода ENA на «землю» стабилизатор можно выключить, при этом потребляемый ток не превышает 50 мкА.

Изменение амплитуды пилообразного напряжения обратно пропорционально изменению входного напряжения, что обеспечивает лучшую стабильность и меньшее время реакции на возмущение в виде изменения входного напряжения.

На рис. 9 изображена схема стабилизатора на микросхеме NCV8842 фирмы ON Semiconductor, в которой использована патентованная технология V² управления.

Обычная, относительно медленная, отрицательная обратная связь через усилитель ошибки обеспечивает высокую точность поддержания выходного напряжения в статическом режиме. Частотную коррекцию обеспечивает фильтр нижних частот, образованный большим выходным сопротивлением усилителя ошибки, около 8 МОм, и внешним конденсатором C4. Отсутствие усилителя в цепи быстрой отрицательной обратной связи обеспечивает ей широкую полосу пропускания, что существенно улучшает динамические характеристики стабилизатора.

Драйвер биполярного транзистора-ключа питается повышенным напряжением, что позволяет поддерживать транзистор при открытом состоянии выходного ключа в насыщении. Ключевой транзистор двухэмиттерный, ко второму эмиттеру меньшей площади подключен резистор — датчик тока.

Частота преобразования фиксирована и равна 170 кГц. При помощи импульсов внешней синхронизации, подаваемых на вывод SYNC, можно повысить частоту преобразования до 355 кГц и синхронизировать работу нескольких микросхем в устройстве. При этом можно организовать работу двух или более стабилизаторов со сдвигом фазы для уменьшения импульсного тока через конденсатор на входе стабилизатора, что снижает требования к конденсатору и упрощает его выбор.

Особенность микросхемы — в уменьшении тактовой частоты генератора до четверти от номинального значения, с одновременным уменьшением порога срабатывания защиты по току до 40% от номинального значения, пока напряжение обратной связи не достигнет порога срабатывания в цепи обратной связи по частоте, что обеспечивает уменьшение рассеиваемой мощности в микросхеме и внешних компонентах во время включения и при перегрузках.

Более совершенные динамические характеристики по сравнению со стабилизаторами с управлением по напряжению имеют ШИМ-стабилизаторы с управлением по току, обладающие к тому же лучшей устойчивостью. В дополнение к отрицательной обратной связи по напряжению их схема включает в себя быстродействующую цепь обратной связи по току, как показано на рис. 10. Сигнал обратной связи по току поступает с датчика тока ключа, выделяется на токоизмерительном резисторе RI и суммируется с сигналом обратной связи по напряжению.

Практическая схема стабилизатора с управлением по току на микросхеме SC4518H фирмы Semtech изображена на рис. 11. Частота преобразования фиксированная — 600 кГц, в режиме с внешней синхронизацией — до 1,2 МГц.

Сигнал обратной связи по току снимается с датчика тока, резистора 0,04 Ом, включенного в коллектор ключевого транзистора. Падение напряжения на токоизмерительном резисторе увеличивается усилителем тока, суммируется с пилообразным напряжением, формируемым задающим генератором, и поступает на вход ШИМ-компаратора, становясь опорным сигналом для сигнала обратной связи по напряжению, поступающего с выхода усилителя ошибки. Сигнал с усилителя тока поступает также в схему ограничения тока при перегрузке.

Устойчивость стабилизатора обеспечивается внешними элементами коррекции R3, C4, C5. Схема коррекции наклона пилообразного напряжения устраняет возможность самовозбуждения стабилизатора на субгармониках при коэффициенте заполнения более 50%, к чему склонны стабилизаторы с обратной связью по току. Подробнее о сути явления и способе его устранения — в [4].

Максимальный ток ключа ограничен схемой защиты от перегрузки по току на уровне 2 А. При длительной перегрузке или коротком замыкании на выходе предпринимаются периодические попытки плавного пуска

В микросхеме LM25005 использовано так называемое «квазитоковое» управление. Как видно из функциональной схемы LM25005 на рис. 12, сигнал обратной связи по току снимается с резистора, включенного последовательно с диодом VD1. Микросхема имеет широкий диапазон входного напряжения — 7–42 В и оптимизирована для применений с высоким входным напряжением. При большом отношении входного напряжения к выходному коэффициент заполнения становится очень мал, и неизбежные из-за наличия паразитных элементов в схеме искажения формы тока ключа на датчике тока ухудшают характеристики регулирования. Напротив, длительность импульса тока через диод в таком случае составляет значительную часть периода, и искажения на фронтах импульса сказываются в меньшей степени. Схема выборки и хранения формирует на выходе постоянное напряжение, пропорциональное амплитуде тока через токоизмерительный резистор, а в сумматоре восстанавливается пилообразная составляющая. Ток, заряжающий конденсатор С3, на котором формируется пилообразный сигнал, зависит от входного и выходного напряжений, а для устранения колебаний на субгармониках в зарядном токе присутствует постоянная составляющая, корректирующая наклон «пилы».

Уникальна схема контроля тока ключа и защиты от перегрузки. При корректной работе восстановленный сигнал пропорционален току ключа и, если его амплитуда превышает порог компаратора ограничения тока (1,75 В), ключ немедленно запирается. При малой индуктивности дросселя или высоком входном напряжении ток через ключ может превысить допустимую величину изза задержки распространения в компараторе. При подобной перегрузке схема выборки/хранения детектирует чрезмерное значение тока на этапе открытого состояния ключа, ключ запирается, и пропускается несколько импульсов, пока напряжение на выходе сумматора не станет меньше 1,75 В.

Еще одна особенность микросхемы — в гарантированной зарядке конденсатора вольтодобавки С7 при малой нагрузке через ключ, подключенный к выводу PRE, открывающийся на 250 нс в каждом цикле на этапе закрытого состояния выходного ключа.

Частота задающего генератора устанавливается резистором R3 в пределах 50–500 кГц, подачей синхронизирующих импульсов на вывод SYNC генератор можно заставить работать на частоте более высокой, чем частота собственных колебаний.

Плавный пуск обеспечивается зарядкой до опорного напряжения конденсатора С4, подключенного к выводу SS, а в итоге — к неинвертирующему входу усилителя ошибки, при постоянном токе 10 мкА. Изменяя емкость конденсатора, можно изменить время задержки выхода стабилизатора в номинальный режим.

На рис. 13 показана схема стабилизатора с синхронным выпрямлением и управлением по среднему току дросселя с применением микросхемы контроллера MAX5061 фирмы Maxim. Управление по среднему току дросселя свободно от проблем, связанных с усилением коротких импульсов тока, маскированием помех на их фронтах, задержками распространения сигнала, присущих методу управления по максимальному току ключа.

Поскольку стабилизатор рассчитан на большой выходной ток, мощные выходные транзисторы — внешние. Энергия передается в нагрузку и запасается в индуктивности, когда открыт транзистор верхнего плеча. В это время транзистор нижнего плеча закрыт. И, наоборот, при открытом транзисторе нижнего плеча, транзистор верхнего плеча закрыт, а энергия, запасенная в индуктивности, ретранслируется в нагрузку. Схемы с синхронным выпрямлением особенно эффективны при низких выходных напряжениях. Потери в транзисторе нижнего плеча многократно меньше, чем в диоде, который он заменяет.

Цепь обратной связи по току состоит из резистора датчика тока R1, включенного последовательно с дросселем, прецизионного дифференциального усилителя тока, усилителя ошибки по току и ШИМ-компаратора. Выходное напряжение усилителя ошибки по току представляет собой усиленную разность между выходным напряжением усилителя ошибки по напряжению и усилителя тока. Этим обеспечивается регулировка тока дросселя в соответствии с выходным напряжением. Частотная характеристика усилителя ошибки по току имеет спад на высоких частотах, что ослабляет влияние шумов и помех в сигнале с датчика тока. Внешние элементы коррекции частотной характеристики, требующие тщательного расчета, подключены к выводу CLP, соединенному с выходом усилителя ошибки по току.

Плавный пуск организован подачей линейно нарастающего напряжения 0–0,7 В с 5-разрядного ЦАП на третий (неинвертирующий) вход усилителя ошибки по напряжению. Пока напряжение на выходе ЦАП меньше опорного напряжения 0,6 В, схема работает под управлением ЦАП, далее переходит в режим работы с опорным напряжением.

Частота преобразования устанавливается в пределах от 125 кГц до 1,5 МГц внешним резистором RT, подключенным к многофункциональному выводу RT/SYNC/EN. Соответствующими сигналами, подаваемыми на этот вывод, стабилизатор можно синхронизировать от внешнего генератора или выключить.

При максимально допустимом входном напряжении 27 В выходное напряжение не может превышать 5,5 В, максимального входного синфазного напряжения усилителя тока, ограниченного напряжением встроенного стабилизатора, питающего все узлы микросхемы.

Еще один пример стабилизатора с синхронным выпрямлением с использованием микросхемы MIC2285 фирмы Micrel, работающей с частотой преобразования 8 МГц, изображен на рис. 14. Коэффициент полезного действия конкретной схемы стабилизатора достигает 90%. Транзистор верхнего плеча p-канальный, соответственно отсутствует схема вольтодобавки для питания его драйвера.

При выходном токе, не превышающем 60 мА, при подаче высокого логического уровня на вывод LOWQ схему можно перевести в режим LDO-стабилизатора, что позволит уменьшить собственное потребление схемы и снизить уровень шумов в выходном напряжении.

Похожими возможностями обладает микросхема NCP1500, которая работает в качестве понижающего стабилизатора с синхронным выпрямлением при наличии импульсов синхронизации, автоматически переключаясь в режим с пропусками импульсов при малой нагрузке, а при отсутствии импульсов синхронизации схема переключается в режим линейного LDO-стабилизатора.

Микросхемы импульсных преобразователей, предназначенные для применения в компьютерах и портативной аппаратуре, имеют сложные функциональные схемы, включают в себя по несколько каналов импульсных и линейных стабилизаторов с управляемым по цифровым входам выходным напряжением, определенным порядком их включения и другими дополнительными функциями. Пример подобной микросхемы — MPC18730 от Freescale Semiconductor, управляемая микроконтроллером по трехпроводному интерфейсу и включающая в себя два понижающих импульсных стабилизатора с синхронным выпрямлением, один повышающий импульсный преобразователь и три линейных LDO-стабилизатора.

Производители микросхем стремятся максимально интегрировать в кристалл компоненты и функции стабилизатора, но не все возможно. Мала номенклатура микросхем со встроенным диодом, технология быстродействующих диодов плохо сочетается с технологией интегральных микросхем, да и площадь, занимаемая диодом на кристалле, слишком велика. В их числе одна из первых микросхем импульсного стабилизатора фирмы Motorola — μA78S40, медленный встроенный диод которой сам производитель рекомендует заменять внешним быстродействующим, и LT1572 от Linear Technology со встроенным диодом Шоттки (1 А, 20 В). Экзотикой остается и микросхема MIC33050 от Micrel, 0,5-А стабилизатор с интегрированным дросселем, работающий на частоте 4МГц.

Облегчают выбор подходящей микросхемы интерактивные таблицы, размещенные на сайтах производителей, позволяющие осуществлять сортировку по выбранным параметрам. Бесплатные программы, такие как Webench от National Semiconductor, Swift Designer Tool и SwitcherPro™ от Texas Instruments, LTSpice/SwitcherCAD III от Linear Technology, содержат большое количество примеров схем преобразователей различной конфигурации, позволяют рассчитать параметры внешних компонентов, моделировать схему стабилизатора и наблюдать сигналы в различных цепях схемы.

Литература
  1. Мелешин В. И. Транзисторная преобразовательная техника. М.: Техносфера, 2005.
  2. Maxim/Dallas. Application Note 478. Current-Limit Circuit for Buck Regulator.
  3. A General Approach for Optimizing Dynamic Response for Buck Converter. Application Note AN8143/D, ON Semiconductor.
  4. Modelling, Analysis and Compensating of the Current Mode Controller. Application Note U-97, Unitrode. slua101.pdf. Texas Instruments.

Импульсный преобразователь постоянного напряжения понижающего типа


Please use this identifier to cite or link to this item: http://earchive.tpu.ru/handle/11683/40529

Title: Импульсный преобразователь постоянного напряжения понижающего типа
Authors: Нгуен Ха Ча Ми
metadata.dc.contributor.advisor: Торгаев, Станислав Николаевич
Keywords: импульсные преобразователи; П- регулятор; ПИ- регулятор; ПИД- регулятор; выходное напряжение; постоянное напряжение; DC/DC switching-power converters; p controller; pi controller; PID controller; output voltage
Issue Date: 2017
Citation: Нгуен Ха Ча Ми Импульсный преобразователь постоянного напряжения понижающего типа : бакалаврская работа / Нгуен Ха Ча Ми ; Национальный исследовательский Томский политехнический университет (ТПУ), Институт неразрушающего контроля (ИНК), Кафедра промышленной и медицинской электроники (ПМЭ) ; науч. рук. С. Н. Торгаев. — Томск, 2017.
Abstract: Импульсные преобразователи постоянного напряжения в постоянное находят широкое применение в системах питания различной аппаратуры. В данной работы рассматривается импульсный преобразователя постоянного напряжения понижающего типа с системой управления, с помощью программы MATLAB/Simulink исследуется влияние коэффициентов П-, ПИ- и ПИД- регуляторов на выходные напряжения схемы понижающего преобразователи постоянного напряжения.
DC/DC switching-power converters are widely used in electric power systems of various equipment. In this paper we consider the influence of P, PI and PID Controllers on the output voltages of the buck DC-DC converter by using program MATLAB / Simulink.
URI: http://earchive.tpu.ru/handle/11683/40529
Appears in Collections:Выпускные квалификационные работы (ВКР)

Items in DSpace are protected by copyright, with all rights reserved, unless otherwise indicated.

Импульсные стабилизаторы

Это стабилизаторы, в которых РЭ работает в режиме ключа (включен или выключен, отсечка или насыщение, замкнут или разомкнут) благодаря чему КПД достигает 85…95% – основное их достоинство. Недостатки импульсных стабилизаторов: высокий уровень помех, пульсаций и шумов, что требует постановки дополнительных помехоподавляющих фильтров.

Импульсный стабилизатор состоит из следующих элементов: РЭ (транзисторного ключа VT), индуктивности (накопительного дросселя L), обратного диода (VD), конденсатора фильтра (С) и схемы управления. По способу построения силовой части импульсные стабилизаторы делят на три типа:

а) понижающие – с последовательным включением РЭ, дросселя и нагрузки;

б) повышающие – с параллельным включением РЭ и нагрузки;

в) инвертирующие – с параллельным включением дросселя и нагрузки.

 

В зависимости от метода стабилизации выходного напряжения (метод управления ключом) стабилизаторы различают:

· ШИМ – широтно- импульсно модулированные

· ЧИМ – частотно- импульсно модулированные

· релейные.

Метод формирования сигнала управления ключом поясняется эпюрами рис.4.21.

Если входное напряжение стабилизатора изменяется в пределах , то при ШИМ период остаётся постоянным, изменяется длительность импульса ( tИ ), следовательно, изменяется и коэффициент заполнения

(4.20)

Рисунок 4.21 – Формирование сигнала управления ключом

 

Поскольку выходное напряжение равно

, (4.21)

то зависимость есть регулировочная характеристика импульсного регулятора.

При ЧИМ длительность импульса остаётся постоянной, изменяется период (Т), следовательно, изменяется и коэффициент заполнения. Для переменной частоты сложно строить сглаживающие фильтры, поэтому ЧИМ менее распространена по сравнению с ШИМ.

При релейном регулировании наиболее простая схема управления (триггер Шмитта!), но здесь обязательно наличие двух порогов (UПОР1 и UПОР2) и пульсация на выходе принципиально не может быть равна нулю. Переменными являются и частота и длительность, поэтому релейное регулирование используют для управления электрическими машинами.

На практике наиболее часто применяют ШИМ.

Рассмотрим работу импульсного стабилизатора. На рисунке 4.22 приведена схема понижающего регулятора (стабилизатор с разомкнутой цепью обратной связи) без схемы управления и эпюры, поясняющие его работу.

Рисунок 4.22 – Понижающий импульсный регулятор

 

В этой схеме выходное напряжение (U0) всегда меньше входного, поскольку не существует элементов без потерь.

Когда ключ (VT) замкнут дроссель(L) заряжается, ток коллектора нарастает. Когда ключ размыкается, дроссель разряжается в нагрузку через открытый диод (VD). Индуктивность дросселя больше критической, поэтому ток в нём не спадает до нуля. Напряжение на нагрузке также не имеет провалов до нуля и его среднее значение согласно (4. 21) равно

(4.22)

Рассмотрим повышающий регулятор. Его схема и эпюры приведены на рис.4.23а,б. Когда ключ (VT) замкнут, идёт заряд дросселя ( L ), входное

 

Рисунок 4.23 – Повышающий импульсный регулятор

напряжение уравновешивается ЭДС самоиндукции дросселя (еL). Когда ключ размыкается, еL меняет знак на противоположный, чтобы поддержать падающий ток дросселя и, суммируясь с UВХ, дроссель разряжается на конденсатор С. Напряжение на нагрузке превышает входное. Если суммарные потери в элементах стабилизатора не превышают 10% от мощности в нагрузке, то выходное напряжение (4.23)

 

Схема потребляет от источника практически постоянный ток и не создаёт обратную помеху в сеть.

Рассмотрим инвертирующий регулятор. Его схема и эпюры приведены на рис.4.24а,б.

Рисунок 4.24 – Инвертирующий импульсный регулятор

 

Когда ключ (VT) замкнут, идёт заряд дросселя (L), входное напряжение уравновешивается ЭДС самоиндукции дросселя (еL). Когда ключ размыкается, еL меняет знак на противоположный (полярность показана на рисунке) и дроссель разряжается на конденсатор С. Если общие потери в элементах не превышают 10% от мощности в нагрузке, то выходное напряжение

(4.24)

Схема управления импульсным регулятором приведена на рис. 4.25 и включает в себя следящий делитель(R1 R2), эталонный источник (UЭТ), усилитель сигнала рассогласования (DA1), генератор пилообразного напряжения (UГПН) и широтно-импульсный модулятор (ШИМ – DA2). Последний формирует дискретный сигнал управления ключом, модулированный по длительности сигналом рассогласования (UУ). Схема управления состоит из таких же функциональных элементов, как и в непрерывном стабилизаторе, но дополнена широтно-импульсным модулятором.

Рисунок 4. 25 – Схема управления импульсным регулятором

 

Для импульсных стабилизаторов справедливо основное уравнение (4.18), в котором коэффициент передачи следящего делителя равен

(4.25)

Коэффициент передачи усилительного элемента (DA1)

(4.26)

Коэффициент передачи регулирующего элемента заменяется произведением коэффициента передачи ШИМ и коэффициента передачи силового ключа (КИ)

, (4.27)

где UВХ – входное напряжение стабилизатора,

UПМ – размах пилообразного напряжения.

Тогда петлевое усиление (4.15) принимает вид

, (4.28)

где - КПД сглаживающего LCD – фильтра (3.27).

Из (4.28) следует, что при входных напряжениях десятки вольт и размахе пилы в схеме управления единицы вольт петлевое усиление в импульсных стабилизаторах в десятки раз может превышать петлевое усиление непрерывных стабилизаторов. Значит и коэффициент стабилизации по напряжению у них выше.

(4.29)

Схемы управления импульсными стабилизаторами выпускается в виде контроллеров – К142ЕП1, К1114ЕУ1, К1114ЕУ3 и др.

Основная сложность при проектировании импульсных стабилизаторов – обеспечение низких пульсаций на выходе. Напряжение на входе LCD – фильтра имеет вид прямоугольных импульсов (рис.4.26).

Рисунок 4.26 – Напряжение на входе LCD – фильтра

 

Найдём первую гармонику этой последовательности путём разложения в ряд Фурье.

, (4.30)

где - коэффициент заполнения, k – номер гармоники.

Полагая k = 1, находим

(4.31)

Зная амплитуду первой гармоники и постоянную составляющую, то есть коэффициент пульсаций на входе фильтра, находят требуемый коэффициент сглаживания и далее элементы фильтра.


Узнать еще:

Страница не найдена - Время электроники

Кажется мы ничего не нашли. Может быть вам помогут ссылки ниже или поик?

Архивы
Архивы Выберите месяц Март 2021 Февраль 2021 Январь 2021 Декабрь 2020 Ноябрь 2020 Октябрь 2020 Сентябрь 2020 Август 2020 Июль 2020 Июнь 2020 Май 2020 Апрель 2020 Март 2020 Февраль 2020 Январь 2020 Декабрь 2019 Ноябрь 2019 Октябрь 2019 Сентябрь 2019 Август 2019 Июль 2019 Июнь 2019 Май 2019 Апрель 2019 Март 2019 Февраль 2019 Январь 2019 Декабрь 2018 Ноябрь 2018 Октябрь 2018 Сентябрь 2018 Август 2018 Июль 2018 Июнь 2018 Май 2018 Апрель 2018 Март 2018 Февраль 2018 Январь 2018 Декабрь 2017 Ноябрь 2017 Октябрь 2017 Сентябрь 2017 Август 2017 Июль 2017 Июнь 2017 Май 2017 Апрель 2017 Март 2017 Февраль 2017 Январь 2017 Декабрь 2016 Ноябрь 2016 Октябрь 2016 Сентябрь 2016 Август 2016 Июль 2016 Июнь 2016 Май 2016 Апрель 2016 Март 2016 Февраль 2016 Январь 2016 Декабрь 2015 Ноябрь 2015 Октябрь 2015 Сентябрь 2015 Август 2015 Июль 2015 Июнь 2015 Май 2015 Апрель 2015 Март 2015 Февраль 2015 Январь 2015 Декабрь 2014 Ноябрь 2014 Октябрь 2014 Сентябрь 2014 Август 2014 Июль 2014 Июнь 2014 Май 2014 Апрель 2014 Март 2014 Февраль 2014 Январь 2014 Декабрь 2013 Ноябрь 2013 Октябрь 2013 Сентябрь 2013 Август 2013 Июль 2013 Июнь 2013 Май 2013 Апрель 2013 Март 2013 Февраль 2013 Январь 2013 Декабрь 2012 Ноябрь 2012 Октябрь 2012 Сентябрь 2012 Август 2012 Июль 2012 Июнь 2012 Май 2012 Апрель 2012 Март 2012 Февраль 2012 Январь 2012 Декабрь 2011 Ноябрь 2011 Октябрь 2011 Сентябрь 2011 Август 2011 Июль 2011 Июнь 2011 Май 2011 Апрель 2011 Март 2011 Февраль 2011 Январь 2011 Декабрь 2010 Ноябрь 2010 Октябрь 2010 Сентябрь 2010 Август 2010 Июль 2010 Июнь 2010 Май 2010 Апрель 2010 Март 2010 Февраль 2010 Январь 2010 Декабрь 2009 Ноябрь 2009 Октябрь 2009 Сентябрь 2009 Август 2009 Июль 2009 Июнь 2009 Май 2009 Апрель 2009 Март 2009 Февраль 2009 Январь 2009 Декабрь 2008 Ноябрь 2008 Апрель 2008 Март 2008 Февраль 2008 Январь 2008 Декабрь 2007 Ноябрь 2007 Октябрь 2007 Сентябрь 2007

Раскрываем тайны преобразователей с гистерезисным управлением.

Часть 1

Существует множество книг и статей, в которых подробно рассказывается о работе преобразователей с управлением по напряжению (VM) или по току (CM). Однако публикаций, поясняющих принцип действия преобразователей с гистерезисным управлением (HM), не так много, несмотря на то, что многие современные интегральные преобразователи и контролеры используют именно этот способ управления.

В данной серии статей проводится сравнение HM-преобразователей с гистерезисным управлением с традиционными VM- и CM-преобразователями. Эти публикации призваны создать у читателя ясное представление о HM-преобразователях и ответить на вопросы, которые ранее не были раскрыты в других источниках информации.

Эволюция регуляторов напряжения

Для начала рассмотрим картину эволюции понижающих регуляторов напряжения, представленную на рис. 1. Возможно с исторической точки зрения предложенная диаграмма не вполне точна, однако с технической точки зрения она хорошо поясняет тенденции и направления развития преобразователей.

Рис. 1. Эволюция понижающих регуляторов напряжения

На настоящий момент среди линейных регуляторов наиболее совершенными являются LDO-стабилизаторы. В свою очередь преобразователи с гистерезисным управлением являются наиболее современными представителями импульсных регуляторов. На диаграмме не показана самая старая технология управления импульсными преобразователями – HM bang-bang.

На рис. 2 представлена история понижающих импульсных регуляторов. Как видно из диаграммы, смена поколений происходит примерно каждые пять лет. Управление HM bang-bang использовалось в первом поколении преобразователей. После массового внедрения импульсных источников питания в персональных компьютерах и мобильных телефонах, технология bang-bang стала чрезвычайно популярной. В 2000-х годах на смену Bang-Bang пришли VM-преобразователи. Благодаря использованию фиксированной частоты коммутации, они отличались более предсказуемым поведением. CM-управление занимало господствующее положение с 2005 по 2010 год, что стало следствием относительной простоты реализации подобных преобразователей. Наконец, HM-регуляторы с подстраиваемым временем включенного состояния являются наиболее популярным решением в настоящее время. Среди их достоинств можно отметить простоту и быстрый отклик. Возврат к широкому использованию HM-управления стал возможен благодаря улучшениям, заимствованным у предыдущих поколений преобразователей (VM и CM). Интересно, что самые современные преобразователи вновь начинают использовать VM-управление.

Рис. 2. Развитие методов управления в импульсных преобразователях

Понижающие преобразователи: основные вопросы

Независимо от используемого режима управления понижающий преобразователь всегда состоит из трех блоков (рис. 3):

  1. Модулятор, который формирует на выходе импульсный сигнал (VSW) в соответствии со входным управляющим напряжением (VC).
  2. LC-фильтр, который сглаживает импульсный сигнал от модулятора (VSW) и преобразует его в постоянное выходное напряжение (VOUT).
  3. Блок обратной связи и компенсации, который формирует управляющий сигнал (VC) путем сравнения выходного напряжения преобразователя (VOUT) с опорным напряжением (VREF).

Рис. 3. Базовая структурная схема понижающего преобразователя

Сразу стоит оговориться, что на рисунке специально показан «импульсный модулятор», а не «ШИМ-модулятор». Дело в том, что в случае с HM-преобразователем на выходе модулятора присутствует не широтно-модулированный, а частотно-модулированный сигнал (ЧИМ). Подробнее об этом будет рассказано далее.

Выходное напряжение понижающего преобразователя

На рис. 3 показано как LC-фильтр усредняет импульсный сигнал модулятора VSW, в результате чего на выходе преобразователя формируется практически постоянное напряжение VOUT. На рис. 4 показана взаимосвязь между VSW и VOUT. В VM- и CM-преобразователях используется ШИМ-сигнал, при этом уровень VOUT зависит от коэффициента заполнения (duty cycle):

D × VIN = VOUT (1),

D – коэффициент заполнения.

Рис. 4. Зависимость выходного напряжения от коэффициента заполнения

В случае с HM-преобразователями коэффициент D обозначает плотность последовательности импульсов. Тем не менее, исторически так сложилось, что коэффициент D практически всегда используется для обозначения коэффициент заполнения и подразумевает использование ШИМ-модуляции. Далее в статье символ D используется для всех режимов управления, включая HM, кроме тех случаев, когда будет нужно подчеркнуть какое-либо принципиальное отличие, относящееся к HM-преобразователям. Однако стоит еще раз подчеркнуть, что формула (1) справедлива для всех типов преобразователей, вне зависимости от вида управления.

Рабочая частота и LC-фильтр

Для нормальной работы импульсного понижающего преобразователя частота модуляции fSW должна быть значительно выше частоты среза LC-фильтра fLC:

В противном случае фильтрация импульсного сигнала будет неэффективной, и на выходе будут наблюдаться значительные пульсации. Практика показывает, что частота fSW должна быть как минимум в 10 раз выше, чем fLC. Еще лучше, если частоты будут различаться в 50 раз:

fSW > 10·fLC …хорошо (3)

fSW ≈ 50·fLC …отлично

На рис. 5 представлены результаты моделирования, которые наглядно демонстрирует важность правильного выбора соотношения между fSW и fLC. При выполнении моделирования использовался LC-фильтр с индуктивностью 1 мкГн и конденсатором 10 мкФ, что давало частоту среза fLC = 50 кГц. Коэффициент заполнения во всех случаях составлял 50%. Как видно из рис. 5, при выборе частоты коммутации 2 × fLC (fSW = 100 кГц) выходной сигнал был нестабильным. При частоте коммутаций 10 × fLC (fSW = 500 кГц) выходной сигнал имел видимые пульсации. При частоте коммутаций 50 × fLC (fSW = 2,5 МГц) пульсации выходного сигнала оказались минимальными и были не видны при масштабе, используемом рис. 5.

Рис. 5. Влияние соотношения частот fSW и fLC на качество выходного сигнала

Стабилизация выходного напряжения с помощью ШИМ и ЧИМ

При разработке регулятора напряжения, представленного на рис. 3, необходимо учитывать изменения трех базовых параметров:

  • Входного напряжения, VIN;
  • Выходного тока, IOUT;
  • Температуры окружающей среды, ТА.

Влияние VIN явно вытекает из уравнения (1): VOUT изменяется пропорционально значению VIN. Если напряжение VIN увеличивается или уменьшается, регулятор должен компенсировать это изменение за счет изменения коэффициента D. Третий параметр – температура TA оказывает влияние на все остальные параметры. Подробный разбор влияния температуры выходит за рамки данной статьи, но следует иметь в виду, что колебания TA могут приводить как к увеличению, так и к уменьшению VOUT.

Влияние второго параметра IOUT имеет более сложный характер. IOUT не входит в уравнение (1), то есть в идеальном случае выходное напряжение не должно зависеть от тока. При выполнении моделирования (рис. 4 и 5) рассматривался именно идеальный случай, в котором величина тока индуктивности могла принимать любые значения 0 A, 1 A, 10 A и даже 100 A  – это никак не влияло на результаты. Однако в реальных приложениях при изменении выходного тока возникают пульсации выходного напряжения. Увеличение IOUT приводит к просадке VOUT и, наоборот, при уменьшении IOUT напряжение VOUT увеличивается.

Изменения любого из трех базовых параметров приводит к изменению выходного напряжения. Таким образом, основной задачей регулятора становится компенсация этих изменений и поддержание стабильного выходного напряжения. Для достижения поставленной цели импульсный модулятор корректирует плотность выходных импульсов: увеличение плотности импульсов приводит к увеличению выходного напряжения, и, наоборот, снижая плотность импульсов можно уменьшить выходной сигнал.

Поскольку в VM- и CM-преобразователях используется фиксированная частота переключений, то регулирование плотности импульсов осуществляется путем изменения коэффициента заполнения ШИМ. На рис. 6 представлены результаты моделирования, которые демонстрируют, как изменения IOUT приводят к возникновению пульсаций напряжения VOUT. Когда IOUT увеличивается (точка 550 мкс), VOUT начинает уменьшаться, что является следствием ускоренного разряда выходного конденсатора COUT. В ответ на это блок ШИМ-модулятора увеличивает коэффициент заполнения, чтобы вернуть VOUT на исходный уровень. Просадка VOUT достигает максимального значения, когда ток индуктивности IL и выходной ток IOUT сравниваются (точка 560 мкс). По мере дальнейшего увеличения разницы между токами (IL-IOUT) происходит рост заряда выходного конденсатора, в результате чего выходное напряжение возвращается к исходному значению (570…600 мкс). Аналогичные процессы, но с противоположным знаком происходят, когда IOUT начинает уменьшаться. Поскольку используемая модель является практически идеальной, и VM-контроллер обеспечивает полный диапазон коэффициента заполнения 0…100%, то импульсный сигнал на выходе модулятора отсутствует в интервале 550…560 мкс (здесь коэффициент заполнения равен 100%) и в интервале 600…610 мкс (здесь коэффициент заполнения равен 0%).

Рис. 6. VM-регулятор отрабатывает изменения выходного тока

HM-преобразователь имеет постоянное время включенного состояния (tON) и для отработки изменений выходного напряжения ему приходится изменять частоту импульсного сигнала VSW (на выходе модулятора). Результаты моделирования работы HM-преобразователя представлены на рис. 7. Поведение HM-преобразователя оказывается почти таким же, как и в предыдущем примере с VM-регулятором (рис. 6). Единственное отличие заключается в том, что меняется не коэффициент заполнения, а частота импульсного сигнала. Например, при увеличении тока IOUT в интервале 550…620 мкс на рис. 7 частота переключений повышается, а плотность импульсов увеличивается.

Рис. 7. HM-регулятор отрабатывает изменения выходного тока

На рис. 8 представлены диаграммы выходных напряжений (VOUT) и импульсных сигналов (VSW), из которых видно, что и ШИМ, и ЧИМ могут обеспечивать одинаковый выходной сигнал. В случае с ШИМ регулирование достигается за счет модуляции коэффициента заполнения (рис. 8а), а в случае с ЧИМ - за счет модуляции частоты (рис. 8б). Тем не менее, можно заметить некоторые отличия. В частности, на диаграмме рис. 8б четко видно изменение плотности сигнала VSW при изменении частоты. Кроме того, в выделенной области частота коммутации оказывается минимальной и приближается к частоте среза LC-фильтра, в результате чего возникают значительные импульсы выходного напряжения. Природа этих импульсов была подробно рассмотрена в предыдущем разделе.

Рис. 8. Результаты моделирования. (а) ШИМ с модуляцией коэффициента заполнения. (б) ЧИМ с модуляцией частоты

Во второй статье из данного цикла будет выполнено сравнение форм сигналов при переходных процессах для всех типов преобразователей VM/ CM/ HM. Там же будет отдельно рассмотрена причина высокого быстродействия HM-регуляторов.

Фазовый сдвиг и стабильность понижающих преобразователей

Все понижающие преобразователи вне зависимости от используемого способа управления могут самовозбуждаться. Чтобы этого не происходило, необходимо использовать схемы компенсации фазового сдвига управляющего контура. Рассмотрим возникновение фазового сдвига в схеме регулятора:

  1. Импульсный модулятор формирует импульсный сигнал VSW.
  2. Дроссель L вносит фазовый сдвиг 90° между напряжением VSW и током IL .
  3. Выходной конденсатор COUT добавляет сдвиг 90° между током IL и напряжением VOUT.
  4. Сигнал обратной связи по напряжению поступает на инвертирующий вход усилителя ошибки, что дает дополнительный сдвиг 180°.

На рис. 9 показана последовательность образования фазового сдвига 360° для сигнала обратной связи. Таким образом, все методы управления должны использовать компенсацию, чтобы избежать этого фазового сдвига. Способы компенсации для каждого из методов управления рассматриваются в заключительных разделах данной статьи. Подробный анализ стабильности понижающих преобразователей выполняется в третьей статье данного цикла.

Рис. 9. Механизм самовозбуждения в понижающем преобразователе

Компенсация сейчас и раньше

Многие инженеры знают, что компенсация контура обратной связи стала особенно важной задачей при массовом переходе на керамические конденсаторы. Дело в том, что до наступления эры керамических конденсаторов большим достоинством электролитических или танталовых конденсаторов считалось большое эквивалентное последовательное сопротивление (ESR). При работе на частотах выше собственной частоты резонанса конденсатор, по сути, превращается в резистор (= ESR):


Если fCOUT оказывается ниже полосы пропускания контура управления, выходной LC-фильтр превращается в LR-фильтр, который сдвигает сигнал только на 90°. Даже после сдвига фазы, вносимого усилителем, полное смещение не достигает 360° и система не самовозбуждается.

Например, конденсатор емкостью 47 мкФ с ESR 0,2 Ом имеет резонансную частоту 17 кГц, что значительно меньше, чем полоса пропускания большинства регуляторов.

На эту ситуацию можно посмотреть и под другим углом. В данном случае получается своего рода CM-управление, в котором сопротивление RESR выполняет роль измерительного резистора для контроля тока индуктивности при короткозамкнутом конденсаторе.

Несмотря на то, что в производстве применяются преимущественно керамические конденсаторы, очень часто для отладки удобно использовать конденсаторы с высоким ESR.

Компенсация

в VM-, CM- и HM-регуляторах

Компенсация в VM-регуляторах

Схема компенсации III-типа широко применятся для стабилизации VM-преобразователей (рис. 10). Если говорить кратко, то схема компенсации III типа использует дополнительную обратную связь от выхода усилителя и уменьшает сдвиг фазы контура управления. Это позволяет не допускать возникновения положительной обратной связи.

Рис. 10. VM-преобразователь напряжения с компенсацией III типа

Как видно из схемы, изображенной на рис. 10, цепь компенсации III типа оказывается сложной. 

Компенсация в CM-регуляторах

Многие CM-регуляторы используют компенсацию II типа (рис. 11). Суть данного решения заключается в устранении фазового сдвига 90° вносимого дросселем фильтра. Для этого в импульсный модулятор вводится дополнительная петля обратной связи по току. При использовании дополнительной замкнутой токовой петли катушка индуктивности становится источником тока, и полный сдвиг контура управления оказывается меньше 360°.

Рис. 11. СM-преобразователь с компенсацией II типа

Компенсация в HM-регуляторах

Преобразователи с гистерезисным управлением обычно используют технику компенсации с инжекцией дополнительных импульсов (ripple-injection circuit) (рис. 12а). В этой схеме производится измерение тока на сопротивлении дросселя (DCR), как это показано на рис. 12б. При этом напряжение на CС оказывается пропорциональным току индуктивности:

Рис. 12. Компенсация в HM-преобразователе. (а) Гистерезисный с инжекцией дополнительных импульсов. (б) Тока индуктивности через DCR

На схеме, изображенной на рисунке 12а, нет необходимости в точном соблюдении уравнения 5, так как целью инжекции импульсов является встраивание информации о токе индуктивности в сигнал обратной связи. Как и на рис. 10, схема инжекции импульсов использует информацию о токе в дросселе для достижения стабильности. Данную схему также можно рассматривать, как вариант CM-управления.

Понижающие контроллеры внешнего переключателя питания

1 LTC3888-1 2 4,5 26,5 400 16 DCR, Rsense Двухконтурный 8-фазный понижающий контроллер постоянного / постоянного тока с цифровым управлением энергосистемой 5,69 долл. США (LTC3888EUHG-1 # PBF)
2 LTC7802-3.3 2 4,5 20 20 DCR 40V Low QR, Rsense 9000 , Двойной, 2-фазный синхронный понижающий контроллер с частотой 3 МГц с расширенным спектром $ 2.14 (LTC7802EUFDM-3.3 # PBF)
3 LTC7803 1 4,5 40 20 - DCR, Rsense 40 В, низкий IQ, синхронный рабочий цикл 100% Нижний контроллер с расширенным спектром 1,85 долл. США (LTC7803EMSE # PBF)
4 LTC7802 2 4,5 40 12 2 DCR, Rsense 9000 Dual, Rsense 9000 Dual 900 2-фазный синхронный понижающий контроллер с расширенным спектром $ 2.14 (LTC7802EUFDM # PBF)
5 LTC7817 3 1 40 - - DCR, Rsense 40 В, низкий выход IQ / понижающий коэффициент / 3 МГц, тройное повышение Синхронный контроллер 3,75 долл. США (LTC7817EUHF # PBF)
6 LTC7871 1 1,2 100 180 24
0 DCR , двухфазный, двухфазный, двухфазный, Режим синхронного контроллера с контролем тока 7,63 долл. США (LTC3889EUKG # PBF) Понижающий синхронный ведомый контроллер с субмиллиомным датчиком DCR 90 34 60V Low IQ, двойной, 2-фазный понижающий контроллер синхронизации, фиксированный ILIM RDC sense LT
32 4
32 2 901
Boost, Rsense Boost DCR, Rsense Boost 3 доллара.60 (LTC7871ELWE # PBF)
7 LT8228 1 6 100 40 12 Rsense Двунаправленный регулятор обратного тока и обратного тока с понижающим / понижающим напряжением питания 100 В 6,60 долл. США (LT8228EFE # PBF)
8 LTC7852 2 4,5 5,5 200 12 Rsense, суб-выходной ток Milliohm DC17R $ 2.59 (LTC7852EUFD-1 # PBF)
9 LTC7818 3 4,5 40 25 - DCR, Rsense 40 В, низкий IQ, 3 мГц / Синхронный контроллер Boost 3,95 $ (LTC7818EUJ # PBF)
10 LT8550 4 3,6 80 25 18 DCR DCR Expander 4000 с расширением DCR, Rsense 9000 Драйверы внутреннего затвора для понижающих преобразователей $ 2.95 (LT8550EUKG # PBF)
11 LTC3889 2 5 60 20 6 DCR, Rsense 60V Контроллер понижающего управления системой с двойным выходом с цифровым выходом
12 LTC3372 5 4,5 60 20 1 DCR, Rsense 60V Low IQ Buck Controller / Buck Controller, 60 В, конфиг. ДЦ 5 долларов США.75 (LTC3372EUK # PBF)
13 LTC3894 1 4,5 150 10 1 DCR, Rsense 150V Low DC понижающий / понижающий% DC / 100% Возможность цикла 2,55 долл. США (LTC3894EFE # PBF)
14 LTC7815 3 2,5 38 25 1 DCR, Rsense Low I0005, 9030 / Buck / Синхронный контроллер Boost $ 4.35 (LTC7815EUHF # PBF)
15 LTC7810 2 4,5 140 15 1 DCR, Rsense 150 В, низкофазный, синхр. / Контроллер постоянного тока 5,20 $ (LTC7810ELXE # PBF)
16 LTC3883 1 4,5 24 30 2, 3, 4, 6 DCR, Single DCR, Rsense Цифровое управление энергосистемой $ 4.82 (LTC3883EUH # PBF)
17 LTC3874-1 1 4,5 38 25 12, 2, 3, 4, 6 DCR, Sub-Milliosem DCR 9POLYOSHM DCR 2,47 долл. Синхронный мультитопологический контроллер Micropower с входом 42 В $ 2.30 (LT8711EUDC # PBF)
19 LTC7801 1 4 140 10 1 DCR, Rsense 150V Low IQ DC 905, синхронный шаг-контроллер 9 4,20 долл. США (LTC7801EUFD # PBF)
20 LTC7800 1 4 60 20 1 DCR, Rsense Низкочастотный контроллер IQ4, синхронизация с понижением напряжения 9 В, высокочастотный шаговый регулятор с понижением частоты 60 В, 5 3 доллара.47 (LTC7800EUDC # PBF)
21 LTC7821 1 10 72 25 2 DCR, Rsense # Гибридный понижающий синхронный контроллер 921C PBF (LTC)
22 LTC3871 1 1,2 100 30 12 DCR, Rsense Двунаправленный PolyPhase Synchronous Buck or Boost Controller 40 (LTC3871ELXE # PBF)
23 LTC3895 1 4 140 10 6 DCR, Rsense 150V Low IQ DC, Synchronous Step Controller 4,70 долл. США (LTC3895EFE # PBF)
24 LTC7851 4 3 27 30 4 DCR, Rsense Режим пониженного четырехфазного понижающего напряжения / пониженного напряжения, Усиление 4 доллара.27 (LTC7851EUHH # PBF)
25 LTC7813 2 2.2 60 20 1 DCR, Rsense 1 DCR, Rsense Low IQ782 Synchronous #PBF)
26 LTC7812 2 2,5 38 20 1 DCR, Rsense Низкий IQ, 38V Synchronous Boost + Buck Controller 40005. 00 (LTC7812EUH # PBF)
27 LTC3884 (одиночный выход) 1 4,5 38 60 2, 4, 6 DCR, Rsense, DC92 Dual 05 Выходной понижающий контроллер PolyPhase с датчиком постоянного тока до миллиомов и цифровой системой питания Ma 6,35 долл. США (LTC3884EUK # PBF)
28 LTC3884 (двойной выход) 2 4,5 30 2, 4, 6 DCR, Rsense, Sub-Milliohm DCR Полифазный понижающий контроллер с двумя выходами, датчиком Sub-MilliOhm DCR и цифровой системой питания Ma $ 6.35 (LTC3884EUK # PBF)
29 LTC3882-1 (одиночный выход) 1 3 13,2 80 2, 3, 4, 6, 8 DCR, Rsense 9 Понижение напряжения в многофазном режиме с двойным выходом с помощью PSM, выделенный PGOOD 5,35 долл. США (LTC3882EUJ-1 # PBF)
30 LTC3882-1 (двойной выход) 2 3 13,2 2, 3, 4, 6, 8 DCR, Rsense Понижение режима многофазного напряжения с двумя выходами с помощью PSM, выделенный PGOOD $ 5.35 (LTC3882EUJ-1 # PBF)
31 LTC3870-1 2 4,5 60 20 2 DCR, Rsense PolyPhase Slave Controller для цифровой понижающей системы Power-Down Управление 2,35 долл. США (LTC3870EUF-1 # PBF)
32 LTC3886 (один выход) 1 4,5 60 30 2, 4, 6 V DCR, R Понижающий регулятор с двумя выходами и цифровым управлением системой питания $ 6.35 (LTC3886EUKG # PBF)
33 LTC3886 (двойной выход) 2 4,5 60 15 2, 4, 6 DCR Output, Rsense Dual Step Down Контроллер с цифровым управлением системой питания 6,35 долл. США (LTC3886EUKG # PBF)
34 LTC3877 (один выход) 1 4,5 38 60 12, 2, 3, 4, 6, 8 DCR, Rsense, Sub-Milliohm DCR Двухфазный понижающий синхронный контроллер с программированием выходного напряжения VID и низким значением DCR Se $ 3.94 (LTC3877EUK # PBF)
35 LTC3877 (двойной выход) 2 4,5 38 30 12, 2, 3, 4, 6, 8 DCR, Rsense, Rsense, Rsense -Milliohm DCR Двухфазный понижающий синхронный контроллер с программированием выходного напряжения VID и низким значением DCR Se 3,94 долл. США (LTC3877EUK # PBF)
36 LTC3899 3 4,5 1 DCR, Rsense 60V Low IQ, тройной выход, синхронный контроллер Buck / Buck / Boost $ 4.95 (LTC3899EUHF # PBF)
37 LTC3892-2 2 4,5 60 25 2 DCR, Rsense Низкофазный контроллер IQ, 60 В, двухканальный, двойной , PGOOD, Select ILIM, Pulse Skip 4,94 доллара США (LTC3892EUH-2 # PBF)
38 LTC3892-1 2 4,5 60 25 DC $ 4.82 (LTC3892EFE-1 # PBF)
39 LTC3892 (один выход) 1 4,5 60 30 2 DCR, Rsense 60V Low IQ Понижающий контроллер Phase Synch, PGOOD, Select ILIM 4,94 доллара США (LTC3892EUH # PBF)
40 LTC3892 (двойной выход) 2 4,5 60 15 8 60V Low IQ, двойной, 2-фазный понижающий контроллер синхронизации, PGOOD, Select ILIM $ 4.94 (LTC3892EUH # PBF)
41 LTC3887 (одиночный выход) 1 4,5 24 60 2, 4, 6 DCR, Rsense Dual PolyPhase с Цифровой PSM, интегрированные драйверы затвора 5,47 долл. США (LTC3887EUJ # PBF)
42 LTC3887 (двойной выход) 2 4,5 24 30 2, 418, 6 Dual PolyPhase Step-Down с цифровым PSM, встроенными драйверами затвора 5 долларов США.47 (LTC3887EUJ-1 # PBF)
43 LTC3807 1 4 38 25 1 DCR, Rsense Низкое напряжение на выходе IQ, синхронный контроллер Возможности 2,30 долл. США (LTC3807EUDC # PBF)
44 LT8709 1 -80 -4,5 25 1 Rsense Multigative Input Rsense Multigative $ 3.65 (LT8709EFE # PBF)
45 LTC3882 (один выход) 1 3 13,2 80 2, 3, 4, 6, 8 Выход DCR, Rsense Dual Понижение напряжения в режиме PolyPhase с PSM 5,35 долл. США (LTC3882EUJ # PBF)
46 LTC3882 (двойной выход) 2 3 13,2 40 2, 3, 3, 8 DCR, Rsense Понижение режима многофазного напряжения с двумя выходами и PSM $ 5.35 (LTC3882EUJ # PBF)
47 Rh4845MK 1 4 60 10 - - - выход - 24
1 4,5 38 60 12, 2, 3, 4, 6 DCR, Rsense, Sub-Milliohm DCR Двойной, 2-фазный, низкое значение DCR, измерение и компенсация температуры 3,47 доллара США (LTC3875EUJ # PBF)
49 LTC3875 (двойной выход) 2 4.5 38 30 12, 2, 3, 4, 6 DCR, Rsense, Sub-Milliohm DCR Dual, 2-Phase, Low Value DCR Sensing and Temp Comp $ 3.47 (LTC3875EUJ # PBF )
50 LTC3870 2 4,5 60 20 2 DCR, Rsense Ведомый контроллер для LTC3880 / LTC3883 с PSM $ 2.38 51 LT3840 1 2.5 60 20 1 Rsense Интегрированный Buck-Boost для привода затвора $ 3,65 (LT3840EUFE # PBF)
52 LTC3890-3 15 2 DCR, Rsense LTC3890-3 Пропуск импульсов, с возможностью повышения / SEPIC $ 4,47 (LTC3890EGN-3 # PBF)
53 LTC3890-2 60 15 2 DCR, Rsense LTC3890-2 Adj.Предел по току, многофазный, с пропуском импульсов, с возможностью повышения / SEPIC 4,59 долл. США (LTC3890EUH-2 # PBF)
54 LTC3864 1 3,5 60 4 5 9000 Rsense Понижающий DC / DC-контроллер 60 В с низким IQ и 100% рабочим циклом 2,06 долл. США (LTC3864EDE # PBF)
55 LTC3859AL 3 4,5 38
25 901
38
32 6 , 914 с отслеживанием и синхронизацией напряжения 0 #PBF) Plus Linear Regulator 89 (ADP1876ACPZ-R7) Synchronous Time Controller с контроллером постоянной синхронизации и Valley Current Mode ha , Управление системой питания, внешнее питание 5 В LTC3880-1 , , R1, R1, R1, R1 Своевременный и текущий режим долины - Двухфазный / двухфазный синхронный понижающий контроллер с широким диапазоном входных сигналов 85

94 1

Контроллер напряжения LTC3775EMSE # PBF) 06 (ADP1873ARMZ-0.3-R7) +QR Dual Контроллер Buck, LTC3857-1 One PGOOD, Foldback 922 с регулируемым током 2 доллара.65 (LTC3865EUH # PBF) Многофазный понижающий контроллер, 1 дифференциальный усилитель, точность считывания 2 мВ , 4, 6 1 -1 # PBF) 924 925CA Контроллер 30µA -1 предлагает меньший пакет Выход Двойной, многофазный понижающий

98 2

2 -Фаза, без RSENSE, синхронный контроллер с низким VIN ROSENE , Измерение дифференциального выхода, отслеживание и ФАПЧ 9295 91 (LTC3822EDD # PBF) 65 (LTC3728LEGN-1 # PBF) 9325– ) / ) LTC3801BES6 # TRPBF) Этапы, LTC3729L-6 предложения 0.6V ссылка, 30Vin Макс Контроллер Buck 000 000 000 000 000 000 3.15 20
DCR, Rsense Triple Buck / Buck / Boost Synch Controller, улучшенный пакетный режим $ 4.35 (LTC3859ALEUHF # PBF)
56 LTC3838-2 2 4,5 38 30 2 DCR, Rsense LTC3838-2 Ext. Эталон, датчик двойного дифференциального выхода 3,18 долл. США (LTC3838EUHF-2 # PBF)
57 LTC3838-1 2 4,5 38 30 DCR 2 9000 R18 LTC 1 датчик с двойным дифференциальным выходом $ 3.18 (LTC3838EUHF-1 # PBF)
58 LTC3874 1 4,5 38 25 12, 2, 3, 4, 6 DCR, DCR 9aveiohm Контроллер с субмиллиомным датчиком DCR 2,47 долл. США (LTC3874EUFD # PBF)
59 LTC3774 (один выход) 1 4,5 38 60 4, 6, 2 , 8 DCR, Rsense, субмиллиомный DCR Двойной, многофазный контроллер для субмиллиомного измерения DCR $ 2.95 (LTC3774EUHE # PBF)
60 LTC3774 (двойной выход) 2 4,5 38 30 12, 2, 3, 4, 6, 8 DCR, Rsense -Milliohm DCR Двойной, многофазный контроллер для измерения субмиллиомного DCR $ 2,95 (LTC3774EUHE # PBF)
61 LTC3861-1 (одиночный выход) 1 6 3 12, 2, 3, 4, 6 DCR, Rsense Двойной, многофазный контроллер понижающего напряжения, 1 дифференциальный усилитель, 1.Точность чувствительности 25 мВ 2,76 доллара США (LTC3861EUH-1 # PBF)
62 LTC3861-1 (двойной выход) 2 3 24 40 12, 6, 3, 4 DCR, Rsense Двойной, многофазный контроллер понижающего напряжения, 1 дифференциальный усилитель, точность определения 1,25 мВ $ 2,76 (LTC3861EUH-1 # PBF)
63 LT3763 20 1 Rsense 60V Сильноточный понижающий контроллер драйвера светодиодов $ 2.28 (LT3763EFE # PBF)
64 ADP1851 1 2,75 20 30 1 Нет, Rsense Широкодиапазонный вход, синхронный переход от постоянного тока к понижающему, ступенчатый Контроллер $ 1,05 (ADP1851ACPZ-R7)
65 ADP1853 1 2,75 20 25 1 Нет, Rsense DC Synchronous $ 1.20 (ADP1853ACPZ-R7)
66 LTC3866 1 4,5 38 30 1 DCR, Rsense, Sub-Milliohm DCR Milling
67 LTC3861 (одиночный выход) 1 3 24 80 12, 2, 3, 4, 6 DCR, Rsense Двойное, многофазное напряжение понижения Контроллер режимов, 2 дифференциальных усилителя, 1.Точность чувствительности 25 мВ $ 2,88 (LTC3861EUHE # PBF)
68 LTC3861 (двойной выход) 2 3 24 40 12, DCR 9, 3, 418, 6 Rsense Двойной, многофазный контроллер понижающего напряжения, 2 дифференциальных усилителя, точность измерения 1,25 мВ $ 2,88 (LTC3861EUHE # PBF)
69 LTC3867 1 4 DCR, Rsense Дифференциальный удаленный датчик и нелинейное управление $ 2.65 (LTC3867EUF # PBF)
70 LTC3838 2 4,5 38 30 2 DCR, Rsense Контроллер с двойным быстродействующим понижающим выходом с дифференциальным #PBF)
71 ADP1876 3 2,75 20 25 1 Нет, Rsense 600 кГц Синхронный понижающий ШИМ-контроллер с двумя выходами 1
72 ADP1879 1 2,95 20 25 1 Нет, Rsense Контроллер синхронного тока при включении с синхронным режимом включения и понижающим током Режим экономии 1,28 долл. США (ADP1879ACPZ-0.3-R7)
73 ADP1878 1 2,95 20 30 1 Нет, Rsense $ 1.28 (ADP1878ACPZ-0.3-R7)
74 LTC3880 (одинарный выход) 1 4,5 24 60 2, 3, 4, 6 DCR, Rsense 5,35 долл. США (LTC3880EUJ # PBF)
75 LTC3880 (двойной выход) 2 4,5 24 30 2, 3 , 6 DCR, Rsense Dual PolyPhase, Power System Management, LTC3880-1 внешний источник питания 5 В 5 долларов США.35 (LTC3880EUJ-1 # PBF)
76 ADP1875 1 2,95 20 25 1 Нет, Rsense Синхронный регулятор времени включения-понижения тока и режим энергосбережения 1,32 доллара США (ADP1875ARQZ-0.3-R7)
77 ADP1874 1 2,95 20 25 1 $ 1.32 (ADP1874ARQZ-0.3-R7)
78 LTC3839 1 4,5 38 60 12, 2, 3, 4, 6 DCR, Rsense Fast Фаза, понижающий, дифференциальный выход 3,18 долл. США (LTC3839EUH # PBF)
79 ADP1850 2 2,75 20 25 $ 1.69 (ADP1850ACPZ-R7)
80 LTC3891 1 4 60 15 1 DCR, Rsense 50µA IQ-60VC Synchronous 3,4 #PBF)
81 LTC3858-2 2 4 38 20 2 DCR, Rsense LTC3858-2 OVP Crowbar и короткозамкнутый фиксатор .00 (LTC3858EUH-2 # PBF)
82 LTC3852 1 2,7 38 25 1 DCR, $ Rsense Контроллер низкого входного напряжения, синхронный 1,95 (LTC3852EUDD # PBF)
83 LTC3833 1 4,5 38 25 1 DCR, Rsense Быстрый, точный выход с понижением постоянного / понижающего напряжения 2 доллара.50 (LTC3833EUDC # PBF)
84 LT3845A 1 4 60 15 2 Rsense LT3845000 LT3845000 за LTC3856 1 4,5 38 60 12, 2, 3, 4, 6 DCR, Rsense 2-фазный синхронный понижающий контроллер постоянного / постоянного тока с Diffamp $ 3 .18 (LTC3856EUH # PBF)
86 LTC3829 1 4,5 38 90 3, 6 DCR, Rsense , синхронный, двухфазный, трехфазный, синхронный, одиночный Усилитель 3,71 долл. США (LTC3829EUHF # PBF)
87 ADP1883 1 2,75 5,5 25 1 Нет, Контроллер постоянного тока с синхронизацией по току 9000 , 0.8 В опорного напряжения, а мощность S $ 1.03 (ADP1883ARMZ-0,3-R7)
88 ADP1882 1 2,75 5,5 25 1 Отсутствует, Rsense Синхронное ток -Mode Buck Controller с постоянным временем включения и опорным напряжением 0,8 В 1,03 долл. США (ADP1882ARMZ-0,3-R7)
89 ADP1871 1 2,95 20 25 Синхронный понижающий контроллер с постоянным включением и режимом минимального тока $ 1.08 (ADP1871ACPZ-0.3-R7)
90 ADP1870 1 2,95 20 8 1 Нет Синхронный понижающий контроллер с постоянным током включения 58 $ 1,08 (ADP1870ACPZ-0.3-R7)
91 LTC3890-1 2 4 60 15 2 DCR, Rsense LTC3890-1 Нет тока Фолдбэк, принудительно-непрерывный 4 доллара США.47 (LTC3890EGN-1 # PBF)
92 LTC3890 2 4 60 15 2 DCR, Rsense LTC3890 Adj. Ограничение по току, многофазное, обратное соединение с ограничением тока 4,59 долл. США (LTC3890EUH # PBF)
93 LTC3869 (один выход) 1 4 38 60 2 Двойной, 2-фазный синхронный понижающий контроллер $ 2.65 (LTC3869EUF # PBF)
94 LTC3869 (двойной выход) 2 4 38 30 2 DCR, Rsense Двойной, 2-фазный синхронный контроллер $ 2,65 (LTC3869EUFD # PBF)
95 LTC3851A 1 4 38 25 1 DCR, Rsense Регулируемый DCR, Rsense 71 (LTC3851AEGN # PBF)
96 LT3741 1 6 36 25 1 Rsense Постоянный ток, постоянное напряжение , понижающее значение
97 LTC3855 2 4,5 38 30 12, 2, 3, 4, 6 DCR, Rsense Двойной, многофазный синхронный контроллер с дифференциалом.Remote Sense 3,18 долл. США (LTC3855EUJ # PBF)
98 LTC3775 1 4,5 38 25 1 Нет, DC154
99 ADP1873 1 2,75 5,5 25 1 Нет Синхронный понижающий контроллер с постоянным режимом тока и временем включения
100 ADP1872 1 2,75 5,5 25 1 Нет Контроллер с синхронным током и временем включения с понижающим напряжением Опорное напряжение $ 1.06 (ADP1872ARMZ-0,6-R7)
101 LTC3868-1 2 4 24 25 2 DCR, Rsense 300μA IQ, двойной 2- Понижающий уровень фазовой синхронизации, LTC3868-1 с фиксированным пределом тока, один PGOOD $ 2.59 (LTC3868EGN-1 # PBF)
102 LTC3868 2 4 24 25 2 DCR, Rsense 300µA IseC, Dual 2-Buck Ограничение по току, CLKOUT, два PGOOD 2,71 доллара США (LTC3868EUH # PBF)
103 LTC3857-1 2 4 38 25 2 3 доллара США.88 (LTC3857EGN-1 # PBF)
104 LTC3857 2 4 38 25 2 DCR, Rsense Dual 50µUT PG-контроллер IQ38 CLUB Foldback 4,00 $ (LTC3857EUH # PBF)
LTC3854 1 4,5 38 25 1 DCR, Rsense Small Synchronous Step с широким диапазоном установки 1 доллар.65 (LTC3854EDDB # TRPBF)
106 LTC3865-1 2 4,5 38 25 2 DCR, Rsense Регулируемый ток выхода PG $ 2,65 (LTC3865EUH-1 # PBF)
107 LTC3865 2 4,5 38 25 2 DCR Output, Rsense
108 LTC3860 (одиночный выход) 1 3 24 80 12, 2, 3, 4, 6 DCR, Rsense 2,59 долл. США (LTC3860EUH # PBF)
109 LTC3860 (двойной выход) 2 3 24 8 40 DCR, Rsense Двойной, многофазный понижающий контроллер, 1 дифференциальный усилитель, точность считывания 2 мВ $ 2.59 (LTC3860EUH # PBF)
110 LTC3851A-1 1 4 38 25 1 DCR, ROODE PLL, LTC
111 LTC3850-2 2 4 30 25 2 DCR, Rsense LTC3850-2 Функция аналогична LTC3850-1, разводка контактов 2 доллара.55 (LTC3850IGN-2 # PBF)
112 LTC3853 3 4,5 24 25 3 DCR, Rsense $ 3,5000 Тройной выход, многофазный синхронный контроллер 9245Back64 #PBF)
113 LTC3879 1 4 38 25 1 Нет Быстрый, широкий рабочий диапазон Нет Понижающий контроллер RSENSE $ 1.76 (LTC3879EMSE # PBF)
LTC3878 1 4 38 25 1 Нет $ Быстрый, широкий рабочий диапазон Нет 1.0005 LTC Контроллер #PBF)
115 LTC3858-1 2 4 38 25 2 DCR, Rsense Двойной 170 мкА IQ Buck Off Controller, LTC3858-1 One 9000OOD, L $ 3.88 (LTC3858EGN-1 # PBF)
116 LTC3858 2 4 38 25 2 DCR, Rsense Два двойных контроллера 170µA IQ PG58 Buck, LTC Latch Off 4,00 $ (LTC3858EUH # PBF)
117 LTC3834-1 1 4 36 25 1, 2 Step Rsense $ 3.69 (LTC3834EDHC-1 # PBF)
118 LTC3834 1 4 36 25 1, 2 Rsense 30µA IQUT PGCC, понижающий контроллер, CL Контакты $ 3,88 (LTC3834EFE # PBF)
119 LT3742 2 4 30 5 2 Rsense Dual Down Switch, 2-фазный контроллер .30 (LT3742EUF # PBF)
120 ADP1828 1 3 20 30 1 Нет, Rsense Синхронный понижающий контроллер постоянного тока, понижающий ШИМ, шаг-к 1,57 долл. США (ADP1828ACPZ-R7)
121 LTC3850 2 4 24 25 2 DCR, Rsense LTC 240 (LTC3850EGN # PBF)
122 LTC3826-1 2 4 36 25 2 Rsense 30uA Iq, LTC3826-1 Нет PG $ 5,38 (LTC3826EG-1 # PBF)
123 LTC3826 2 4 36 25 2 Rsense 2 30uA Iq, вывод сигнала Iq6 5 долларов.50 (LTC3826EUH # PBF)
124 LTC3811 (одиночный выход) 1 4,5 30 30 12, 2, 3, 4, 6 DCR, Rsense 3,75 долл. США (LTC3811EG # PBF)
125 LTC3811 (двойной выход) 2 4,5 30 20 12, 2, 3, 4, 6 DCR, Rsense Высокоскоростной двойной, многофазный понижающий $ 3.75 (LTC3811EUHF # PBF)
126 ADP1829 2 3 20 15 2 Нет Двойной, чередующийся, DC-9000, понижающий контроллер 2,19 долл. США (ADP1829ACPZ-R7)
127 LTC3812-5 1 6,2 60 10 1 Нет Драйвер 5,5 В, напряжение Rsense Vin0005 3 доллара.25 (LTC3812EFE-5 # PBF)
128 LTC3810-5 1 4,35 60 10 1 Нет, Rsense 5,5V до 60VINC3810 Напряжение драйвера V, отслеживание, внешняя синхронизация 3,38 долл. США (LTC3810EUH-5 # PBF)
129 LTC3810 1 6,2 100 10 1 6.2–100 В, напряжение драйвера 10 В, отслеживание, внешняя синхронизация 3,50 долл. США (LTC3810EG # PBF)
130 LTC3836 2 2,75 4,5 20 2,75 доллара США (LTC3836EGN # PBF)
131 LTC3823 1 4,5 30 25 1 $ 2.75 (LTC3823EGN # PBF)
132 LTC3822-1 1 2,75 4,5 20 1 Нет LTC3822-1 непрерывный / пакетный / импульсный режим с возможностью выбора PLL, PGOOD 1,75 долл. США (LTC3822EDD-1 # PBF)
133 LTC3773 3 3,3 36 25 3 Rsense Тройной фазовый синхронизатор 9295 929 $ 3.95 (LTC3773EG # PBF)
134 LTC3727LX-1 2 4 32 25 Высокая эффективность, 2-фазный синхронный регулятор 0 понижающий преобразователь 9 -000 4,35 доллара США (LTC3727LXEG-1 # PBF)
135 LT3740 1 2,2 22 20 1 Нет Valley Mode, без # Rsense
136 LTC3835-1 1 4 36 20 1 Rsense 80µA IQ Step-Down Controller, LTC3835-1 предлагает меньший пакет $ 3.40 (LTC3835EDHC-1 # PBF)
137 LTC3835 1 4 36 20 1 Rsense 80µA IQUT PGUT, понижающий контроллер 80µA IQUT, CL 3,55 долл. США (LTC3835EFE # PBF)
138 LTC3824 1 4 60 5 1 Rsense Падение пониженного напряжения с током 40uA 9195 (LTC3824EMSE # PBF)
139 LTC3822 1 2,75 4,5 20 1 Нет Все полевые транзисторы с N-каналом, без RSP
140 LT3844 1 4 60 5 1 Rsense Широкий диапазон входного напряжения, пакетный режим $ 3.10 (LT3844EFE # PBF)
141 LTC3827-1 2 4 36 25 2 Rsense 80uA Iq, LTC3827-1 Нет PG 5,00 $ (LTC3827EG-1 # PBF)
142 LTC3827 2 4 36 25 2 Rsense 2 80uA Iq Outs 5 долларов.10 (LTC3827EUH # PBF)
143 LTC3772B 1 2,75 9,8 5 1 Нет без цикла Rsense, 100% Duty LTC3772BEDDB # TRPBF)
144 LTC3728L-1 2 4,5 28 25 Двойной, 550 кГц, 2-фазный регулятор 168, синхронный, 4000,
145 ADP1864 1 3,15 14 25 1 Rsense Регулятор постоянного тока с понижением частоты, шаг-режим в TSOT 1,09 долл. США (ADP1864AUJZ-R7)
146 LTC3736-2 2 2,75 9,8 5 2 -2000 V Макс. Vref 3 доллара.80 (LTC3736EGN-2 # PBF)
147 ADP1822 1 3,7 5,5 20 1 Нет PWM, DC-to-DC-to -ining Отслеживание 1,50 долл. США (ADP1822ARQZ-R7)
148 ADP1821 1 3,7 5,5 20 1 Нет DC 1-325 -5- Контроллер пониженного уровня 45 (ADP1821ARQZ-R7)
149 LTC3828 2 4 28 25 6 Rsense Двойной, 2-фазный контроллер с отслеживанием 38C 9-Down с LTC380005 #PBF)
150 LTC3809-1 1 2,75 9,8 5 1 Нет Нет Rsense, LTC3809-1 Предлагает LTC3809-1 с отслеживанием
151 LTC3809 1 2.75 9,8 5 1 Нет Нет Rsense, LTC3809 PLL, PGOOD, Spread Spectrum для низкого уровня электромагнитных помех $ 2,50 (LTC3809EDD # PBF)
152
152
152
9,8 5 1 Нет Нет RSENSE, рабочий цикл 100%, LTC3772 предлагает пакетный режим 1,91 доллара США (LTC3772EDDB # TRPBF)
153
153
153 36 25 2 Rsense LTC3727A-1 Vout 0.От 8 В до 14 В, без фиксации, минимальное время включения 120 нс 4,85 долл. США (LTC3727AEG-1 # PBF)
154 LT3724 1 4 60 5 R1 6se Широкий Vin, пакетный режим 3,10 доллара США (LT3724EFE # PBF)
155 LTC3808 1 2,75 9,8 5 1 Спектр. EMI, Tracking, Power Good 2 доллара.60 (LTC3808EGN # PBF)
156 LTC3770 1 4 32 15 1 Нет Fast No Rsense Step-Down с маржой 14 LTC3770EG # PBF)
157 LTC3709 1 5 36 40 2 Нет Fast 2-Phase, No Rsense with 90 (LTC3709EG # PBF)
158 LTC3736-1 2 2,75 9,8 5 2 Нет LTC3736-1 204mV Spread V Синхронизация 4,40 долл. США (LTC3736EGN-1 # PBF)
159 LTC3802 2 3 30 25 2 DC синхронизация Двойная синхронизация 4 доллара.80 (LTC3802EGN # PBF)
160 LTC3737 2 2,75 9,8 5 2 Нет $ Опционально Rsense, отслеживание выходных данных 161 LTC3703-5 1 9,3 60 20 1 Нет LTC3703 60Vin, от 4,5 В до 15 В Привод затвора MOSFET, UV + 3,7 В, UV- 3,180 $ 3000.10 (LTC3703EGN-5 # PBF)
162 LTC3736 2 2,75 9,8 5 2 Нет% LTC3736 Макс. 3,80 долл. США (LTC3736EGN # PBF)
163 LT3800 1 4 60 15 1 Rsense Высоковольтный синхронный режим тока понижающий 10 (LT3800EFE # PBF)
164 LTC3708 2 4 36 25 2 Нет Dual Synchronous Buck Controller3,
165 LTC3703 1 9,3 100 20 1 Нет LTC3703 100Vin, 9,3–15 В MOSFET Привод затвора7В, УФ- 6,2В 3,10 долл. (LTC3703EGN # PBF)
166 LTC3801B 1 2,5 9,8 5 1 Rsense
167 LTC3801 1 2,5 9,8 5 1 Rsense 5 Низкий ток Qref% 2 000 200001 (LTC3801ES6 # TRPBF)
168 LTC3729L-6 1 4 30 40 12, 2, 3, 4, 6, 8 ROSENSE 9000PHO $ 5.60 (LTC3729LEUH-6 # PBF)
169 LTC3707 2 4,5 28 25 2 Rsense Двойной двухфазный синхронный контроллер $ 4.55 (LTC3707EGN # PBF)
170 LTC3731H 1 4 36 60 12, 3, 6, 9 Rsense , синхронный, синхронный Марка 5,00 долл. США (LTC3731HG # PBF)
171 LTC3731 1 4 36 65 12, 3, 6, 9 Синхронный 600 Rsense $ 4.35 (LTC3731CG # PBF)
172 LTC3728L 2 4 30 25 2 Rsense Малый корпус, высокочастотный 4,328L # 173 LTC3700 2 2,65 9,8 5 1 Rsense Buck Controller с LDO 2,35 доллара США (LTC3700EMS # PBF4 00 00 00 5,5 20 1 Rsense Синхронный понижающий контроллер, LDO-контроллер 4,10 долл. США (LTC1704BEGN # PBF)
175 LTC1702A LTC1702A 2 Нет Понижающий контроллер в режиме двойного выходного напряжения 4,75 долл. США (LTC1702ACGN # PBF)
176 LTC3832-1 1 3 20 Нет LTC3832-1 Не предлагает ограничение по току, регулировку частоты, отключение $ 2.95 (LTC3832-1ES8 # PBF)
177 LTC3832 1 3 8 20 1 Нет Low Vin, регулируемый или фиксированный 9000.10N PBF)
178 LTC3727-1 2 4 36 25 2 Rsense LTC3727-1 Vout 0.8V to 14V, No Latch On Time Off, 1805ns $ 4.85 (LTC3727EG-1 # PBF)
179 LTC3707-SYNC 2 4,5 28 25 2 $ Rsense SYNC5000 для внешних синхронизаторов LTC3707-9 LTC3707EGN-SYNC # PBF)
180 LTC3701 2 2,5 10 5 2 $ Rsense Двойной, несинхронный 9995 Контроллер с понижающей синхронизацией 399540 (LTC3701EGN # PBF)
181 LTC3778 1 4 36 20 1 Нет, Rsense Широкий рабочий диапазон, нет Широкий рабочий диапазон, Нет RSENSE #PBF)
182 LTC3727 2 4 36 25 2 Rsense LTC3727 Vout от 0,8 В до 14 В, время включения фиксации 9 4000 мин.85 (LTC3727EG # PBF)
183 LTC3729 1 4 36 40 12, 2, 3, 4, 6, 8 Работа Rsense Полифазная фаза 5,80 долларов США (LTC3729EG # PBF)
184 LTC3728 2 4 36 25 2 Rsense 0 Dual Synchronous Controller Rsense 185 LTC1772B 1 2.5 9,8 5 1 Rsense LTC1772B Отключение пакетного режима $ 1,91 (LTC1772BES6 # TRPBF)
186 05
05 PBC
05
LTC174 - Устройство контроля выходного напряжения Power Good (LTC1778) 2,70 доллара США (LTC1778EGN # PBF)
187 LTC3830-1 1 3 8
054 000 None # 938C Цикл
LTC3830-1 заменяет SHDN контактом плавного пуска (SS) $ 3.05 (LTC3830-1ES8 # PBF)
188 LTC3830 1 3 8 20 1 Нет High Power понижающий синхронный 38 9ES #PBF)
189 LTC3713 1 1,5 36 20 1 Нет Обеспечивает 5 В для N-CH MOSFET Gate Drive
190 LTC1624 1 3.5 36 5 1 Rsense SO-8 N-Channel Switching Regulator Controller 3,50 доллара США (LTC1624CS8 # PBF)
191 LTC1876 25 2 Rsense Двойной синхронный понижающий и один повышающий контроллер 5,95 долл. США (LTC1876EG # PBF)
192 LTC1874 2 2.5 9,8 20 1 Rsense Понижающий режим с двойной постоянной частотой тока 3,30 доллара США (LTC1874EGN # PBF)
193 LTC1771 5 1 Rsense Пакетный режим 2,65 долл. США (LTC1771ES8 # PBF)
194 LTC1773 1 2,65 8,5 8,5 $ 2.50 (LTC1773EMS # PBF)
195 LTC1775 1 3,7 36 20 1 Нет Нет Rsense 17 9750005 LTC1772 1 2,5 9,8 5 1 Rsense Понижающий DC / DC-регулятор в режиме постоянной частоты в SOT-23 $ 1,81 (LTC177216CS6) LTC1735-1 1 3.5 36 20 1 Rsense LTC1735-1 Предлагает отметку Power Good 3,10 долл. США (LTC1735CS-1 # PBF)
198 LTC1735 20 1 Rsense - 3,10 долл. (LTC1735CS # PBF)
199 LTC1622 1 2 9,8 2 9,8 4 5 9,8 4 5 Контроллер вниз $ 1.85 (LTC1622CS8 # PBF)
200 LTC1625 1 3,7 36 10 1 Нет
Buck
05 Регулятор »Электроника Примечания

- краткое изложение или учебное пособие по схеме и работе понижающего или понижающего стабилизатора с использованием методов импульсного источника питания.


Схемы источника питания SMPS Праймер и руководство Включает:
Импульсный источник питания Как работает SMPS Понижающий понижающий преобразователь Повышающий повышающий преобразователь Конвертер Buck Boost

См. Также: Обзор электроники блока питания Линейный источник питания Защита от перенапряжения Характеристики блока питания Цифровая мощность Шина управления питанием: PMbus Бесперебойный источник питания


Поскольку мощность является ключевым параметром во многих конструкциях, широко используются понижающие или понижающие регуляторы.

Хотя резистор позволяет сбросить напряжение, теряется мощность, и в таких приложениях, как многие устройства с батарейным питанием, используемые сегодня, потребление энергии является решающим элементом.

В результате широко используются понижающие преобразователи режима переключения или, как их чаще называют, понижающие стабилизаторы.

Линейный понижающий

Самая простая форма понижающего перехода - это использование резистора в качестве делителя потенциала или понижателя напряжения. В некоторых случаях стабилитрон также может использоваться для стабилизации напряжения.

Проблема с этой формой понижающего преобразователя напряжения или понижающего преобразователя заключается в том, что она очень расточительна с точки зрения мощности. Любое падение напряжения на резисторе будет рассеиваться в виде тепла, и любой ток, протекающий через стабилитрон, также будет рассеивать тепло. Оба эти элемента приводят к потере ценной энергии.

Базовый понижающий преобразователь или регулятор

Основная схема понижающего преобразователя или понижающего преобразователя состоит из катушки индуктивности, диода, конденсатора, переключателя и усилителя ошибки со схемой управления переключателем.

Схема понижающего регулятора работает, изменяя время, в течение которого индуктор получает энергию от источника.

На базовой блок-схеме можно увидеть работу понижающего преобразователя или понижающего стабилизатора, что выходное напряжение, возникающее на нагрузке, воспринимается усилителем считывания / ошибки и генерируется напряжение ошибки, которое управляет переключателем.

Обычно переключатель управляется широтно-импульсным модулятором, переключатель остается включенным дольше, поскольку нагрузка потребляет больше тока и напряжение имеет тенденцию падать, и часто используется генератор фиксированной частоты для управления переключением.

Понижающий преобразователь

Когда переключатель в понижающем стабилизаторе включен, напряжение, которое появляется на катушке индуктивности, равно Vin - Vout. Используя уравнения индуктивности, ток в катушке индуктивности будет расти со скоростью (Vin-Vout) / L. В это время диод D смещен в обратном направлении и не проводит.

Когда переключатель размыкается, ток все еще должен течь, поскольку индуктор работает, чтобы поддерживать тот же ток. В результате ток по-прежнему течет через индуктивность в нагрузку.Затем диод D образует обратный путь с текущим через него током Idiode, равным Iout.

При разомкнутом переключателе полярность напряжения на катушке индуктивности изменилась, и, следовательно, ток через катушку индуктивности уменьшается с наклоном, равным -Vout / L.

Схема понижающего понижающего преобразователя может быть дополнительно объяснена путем исследования форм колебаний тока в разное время в течение всего цикла.

На диаграмме осциллограмм тока понижающего преобразователя / импульсного стабилизатора можно увидеть, что ток катушки индуктивности складывается из тока диода и тока входа / переключения.Ток течет либо через переключатель, либо через диод.

Также стоит отметить, что средний входной ток меньше среднего выходного тока. Этого следовало ожидать, потому что схема понижающего преобразователя очень эффективна, а входное напряжение больше, чем выходное напряжение. Если предположить идеальную схему, то входная мощность будет равна выходной мощности, то есть Vin ⋅ In = Vout ⋅ Iout. Хотя в реальной схеме будут некоторые потери, для хорошо спроектированной схемы следует ожидать уровня КПД более 85%.

Также видно, что на выходе установлен сглаживающий конденсатор. Это служит для гарантии того, что напряжение не будет заметно меняться, особенно во время переходного периода и переключения. Также потребуется сглаживать возникающие всплески переключения.

Регулятор входной и выходной фильтрации

Ключевым аспектом импульсных регуляторов питания является входная и выходная фильтрация. Это особая проблема из-за переключения, которое происходит на входе.

В действительности пульсация напряжения на выходе зависит не только от сглаживания выходного сигнала, но, что более важно, от конденсатора входного фильтра.

Другие схемы и схемотехника:
Основы операционных усилителей Схемы операционных усилителей Цепи питания Конструкция транзистора Транзистор Дарлингтона Транзисторные схемы Схемы на полевых транзисторах Условные обозначения схем
Вернуться в меню «Конструкция схемы». . .

Понижающий импульсный стабилизатор с синхронным ШИМ-управлением (ИС преобразователя постоянного тока) Серия S-8533

Серия S-8533 - это контроллер понижающего импульсного стабилизатора КМОП с синхронным ШИМ-управлением (ИС преобразователя постоянного тока), который включает в себя источник опорного напряжения, синхронная схема, колебательный контур, усилитель ошибки, схему фазовой компенсации, и контроллер ШИМ.
Эффективный понижающий импульсный стабилизатор (ИС преобразователя постоянного тока) может быть реализован простым добавлением внешних силовых МОП-транзисторов Pch и Nch, одной катушки и трех конденсаторов.
Поскольку частота колебаний составляет 300 кГц, S-8533 может использоваться для настройки высокоэффективного понижающего импульсного стабилизатора (ИС преобразователя постоянного тока), способного управлять высоким выходным током с использованием небольших внешних компонентов и от 3 до 10 % повышения КПД по сравнению с обычными понижающими импульсными регуляторами (ИС преобразователя постоянного тока в постоянный).
8-контактный TSSOP и высокая частота колебаний делают S-8533 идеальным источником питания для портативных устройств.

Характеристики

Система синхронного выпрямления, обеспечивающая высокий КПД (тип. 94%)
Внешние компоненты
Использование при максимальной нагрузке = 100% и использование батареи до максимального срока службы возможно за счет использования внешних МОП-транзисторов Pch и Nch .
Частота колебаний
300 кГц
Входное напряжение
2.От 7 до 16,0 В
Выходное напряжение
1,25 В, от 1,3 до 6,0 В (выбирается с шагом 0,1 В)
Точность выходного напряжения
± 2,0%
Плавный запуск
Может задаваться внешней емкостью CSS
Функция выключения
Продукты без свинца

Приложения

  • Источник питания постоянного напряжения для жестких дисков и DVD-драйверов
  • Источники питания для портативных устройств, таких как цифровые камеры, КПК, электронные органайзеры и сотовые телефоны
  • Основной или вспомогательный источник питания для портативных компьютеров и периферийного оборудования
  • Источник питания постоянного напряжения для камер, видеооборудования и устройств связи

Стандартная схема

Руководство для начинающих по импульсным регуляторам

Руководство для начинающих по переключению регуляторов

Что не так с линейным регулятором?
Линейные регуляторы отлично подходят для питания устройств с очень низким энергопотреблением.Они просты в использовании и дешевы, поэтому пользуются большой популярностью. Однако из-за судя по тому, как они работают, они крайне неэффективны.

Линейный регулятор работает, принимая разницу между входного и выходного напряжения, и просто сжигать его как отходящее тепло. В чем больше разница между входным и выходным напряжением, тем больше выделяется тепло. В большинстве случаев линейный регулятор тратит больше энергии. понижая напряжение, чем оно фактически доставляет целевое устройство!

При типичном КПД 40% и низком уровне 14%, линейное регулирование напряжения генерирует много отходящего тепла, которое необходимо рассеивается громоздкими и дорогими радиаторами.Это также означает сокращение время автономной работы для ваших проектов.

Даже новые регуляторы LDO (low drop-out) все еще неэффективные линейные регуляторы - они просто дают вам больше гибкости с падение входного напряжения.

Чем лучше импульсный стабилизатор?
Импульсный регулятор работает, постепенно отбирая небольшие порции энергии. бит от источника входного напряжения и перемещая их на выход. Этот осуществляется с помощью электрического переключателя и контроллера который регулирует скорость передачи энергии на выход (отсюда и термин «импульсный регулятор»).

Потери энергии, связанные с перемещением кусков энергии вокруг таким образом, относительно малы, и в результате переключение Регулятор обычно может иметь КПД 85%. Поскольку их эффективность менее зависимы от входного напряжения, они могут питать полезные нагрузки от источники более высокого напряжения.

Импульсные регуляторы используются в портативных устройствах. телефоны, платформы для видеоигр, роботов, цифровые камеры и ваши компьютер.

Импульсные регуляторы представляют собой сложные по конструкции схемы, и как в результате они не очень популярны среди любителей. тем не мение Dimension Engineering создает импульсные регуляторы, которые еще проще использовать, чем линейные регуляторы, потому что они используют ту же трехконтактную форму фактор, но не требует внешних конденсаторов.

Что могут импульсные регуляторы, чего нет в линейных регуляторах?
При высоком входном напряжении управление нагрузками более 200 мА с линейный регулятор становится крайне непрактичным.Большинство людей используют отдельный аккумулятор в этих ситуациях, поэтому у них есть одна батарея пакет для устройств высокого напряжения и один для устройств низкого напряжения. Этот означает, что у вас в два раза больше аккумуляторов, которые нужно не забыть заряжать, и в два раза хлопот! Импульсный регулятор может легко запитать тяжелые нагрузки от высокое напряжение и избавит вас от необходимости тратить деньги на дополнительный аккумулятор.

Некоторые виды импульсных регуляторов также могут повышать напряжение.Линейный регуляторы не могут этого сделать. Всегда.

Как узнать, нужен ли мне импульсный стабилизатор?
Как правило, если ваше линейное напряжение регулирующее решение расходует менее 0,5 Вт мощности, импульсный регулятор будет излишним для вашего проекта. Если ваш линейный регулятор тратит несколько ватт мощности, вы наверняка захотите замените его переключателем! Вот как рассчитать потери мощности:

Уравнение для потери мощности в линейном регуляторе:

Потраченная мощность = (входное напряжение - выходное напряжение) * ток нагрузки

Например, у вас свинцово-кислотный аккумулятор на 12 В аккумулятор, и вы хотите запитать микроконтроллер, потребляющий 5 мА, и ультразвуковой дальномер, потребляющий 50 мА.И микроконтроллер, и Ультразвуковой дальномер убегает от 5В. Вы используете LM7805 (очень общий линейный стабилизатор) для понижения напряжения до 5В с 12В.

Потраченная мощность = (12 В - 5 В) * (0,050 А + 0,005 А) = 0,385 Вт

0,385 Вт - это неплохо для потерь мощности. LM7805 может справиться это без большого радиатора. Вы могли бы продлить срок службы батареи, если бы использовался импульсный регулятор, но в этом случае потребляемая мощность настолько низкий, что срок службы батареи в любом случае будет очень долгим.

Теперь давайте расширим этот пример и добавим два сервопривода. которые потребляют в среднем 0,375 А каждый, а также питаются от источника питания 5 В. Сколько мощности сейчас теряется в линейном регуляторе?

Потраченная мощность = (12 В - 5 В) * (0,050 А + 0,005 А + 0,375 А + 0,375 А) = 5,635 Вт

5,6 Вт - это много отработанного тепла! Без большого радиатора LM7805 станет настолько горячим, что расплавится сам или расплавит ваш макет или победить Iceman.Даже с радиатором 5,6 Вт тоже много жизни, чтобы высосать из батареи без причины. Переключение регулятор, такой как DE-SW050, будет очень полезен в этом случае и снизит потери мощности примерно до 0,5 Вт.

Неужели импульсный стабилизатор стоит 10+ баксов?
Последнее, что нужно учитывать, - это, конечно, стоимость. Если ваш проект дешев и достаточно прост, чтобы импульсный регулятор мог утроить стоимость всего проекта, тогда импульсный регулятор может трудно оправдать.Однако если вы создаете более продвинутого робота, самолет и т. д., а импульсный регулятор добавляет 15% к вашей стоимости, но дает вам на 35% больше времени автономной работы, тогда это хорошо, не так ли?

Я не дурак. Я знаю, ты просто пытаешься продавать свою продукцию. Почему я должен покупать у вас импульсный стабилизатор а не от кого-то другого?
Наши регуляторы легкие, маленькие, эффективные, имеют широкий диапазон ввода, четко обозначены и даже проще в использовании, чем линейный регулятор.Они также дешевле, чем другие регуляторы с аналогичными технические характеристики. К тому же, в отличие от других компаний, мы вас не обманем выкл на отгрузку. Мы ненавидим, когда люди так поступают с нами!

Где я могу найти дополнительную информацию о импульсных регуляторах?
Попробуйте поискать «Понижающий преобразователь», «Повышающий преобразователь» или «Преобразователь постоянного тока в постоянный» и вы должны найти несколько хороших руководств.

LM2596 Импульсный регулятор, описание контактов, характеристики и аналоги

LM2596 3A понижающий импульсный стабилизатор напряжения

LM2596 Регулятор переключения

LM2596 Регулятор переключения

LM2596 Распиновка

нажмите на изображение для увеличения

LM2596 - широко используемый популярный понижающий импульсный стабилизатор IC .Регулируемая версия может принимать входное напряжение от 4,5 В до 40 В и преобразовывать его в источник переменного напряжения до 3 А постоянного тока. Из-за высокой токовой нагрузки обычно используется в силовых модулях для питания / управления тяжелыми нагрузками.

Штырь Описание
Buck

Номер контакта

Имя контакта

Описание

1

V-IN

Регулируемое входное напряжение

2

V-OUT

Понижение Регулируемое выходное напряжение

3

Земля

Подключен к заземлению системы

4

Обратная связь

Устанавливает выходное напряжение с помощью делителя сети с использованием обратной связи по выходному напряжению

5

ВКЛ / ВЫКЛ

Контакт включения, для нормальной работы должен быть заземлен

Характеристики
  • ИС понижающего регулятора напряжения на 3А
  • Доступен как 3.Регулятор 3 В, регулятор 5 В, регулятор 12 В и переменный регулятор
  • Входное напряжение питания: от 4,5 В до 40 В
  • Минимальное выходное напряжение: 3,16 В
  • Непрерывный выходной ток: 3А
  • Пиковый выходной ток: 6,9 А
  • Частота переключения: 150 кГц
  • Доступен в упаковке К-220 и К-263

Примечание: LM2596 бывает многих типов. Регулируемая версия LM2596-ADJ является наиболее часто используемой, поэтому в этой статье мы обсудим только ее.Полную техническую информацию о можно найти в таблице данных в конце этой страницы.

Эквивалент LM2596

LM2576, BD9876, ACT4523

Альтернативные регуляторы переключения

XL6009, TPS5430, MC34063

LM2596 Введение

LM2596 известен своим высоким номинальным током 3А.Он доступен во многих версиях с фиксированным выходным напряжением, например 3,3 В, 5 В и 12 В. Но самым известным из них является LM2596-ADJ с регулируемым выходным напряжением. ИС представляет собой понижающий преобразователь, работающий на частоте переключения 150 кГц, он принимает входное напряжение и использует внутреннюю схему переключения для регулирования желаемого выходного напряжения. Он имеет высокий КПД и встроенные функции теплового отключения и ограничения тока. Так что, если вы ищете небольшую и простую в использовании микросхему понижающего преобразователя с высоким током, то LM2596 может быть для вас правильным выбором.

Как использовать регулятор LM2596

LM2596 очень прост в использовании, поскольку требует минимального количества компонентов. Нерегулируемое напряжение подается на контакт 1 (Vin) конденсатора фильтра для уменьшения входного шума. Контакт включения / выключения или включения (контакт 5) должен быть подключен к земле для включения ИС. Если установить высокий уровень, ИС перейдет в режим отключения и предотвратит утечку тока. Эта функция будет полезна для экономии входной мощности при работе от батареи.Контакт обратной связи является важным контактом, который устанавливает выходное напряжение. Он определяет выходное напряжение, и на основе значения этого выходного напряжения частота переключения внутреннего переключателя регулируется для обеспечения желаемого выходного напряжения. Наконец, выходное напряжение получается через контакт 2 через LC-фильтр. Полная принципиальная схема приведена ниже, вы часто можете встретить эту схему в модуле преобразователя постоянного тока LM2596.

Расчет выходного напряжения для LM2596

Как было сказано ранее, выходным напряжением LM2596-ADJ можно управлять с помощью контакта обратной связи.На приведенной ниже схеме показан вывод обратной связи, получающий напряжение обратной связи от схемы делителя напряжения, образованной резисторами R1 и R2. Значение этих R1 и R2 определяет выходное напряжение IC. Формула для расчета R1 и R2 приведена ниже.

V выход = V исх. (1.0 + R2 / R1)

Здесь значение Vref можно рассматривать как 1,23 В, следовательно, формула принимает вид Vout = 1,23 * (1+ (R2 / R1)) , где значение R1 должно находиться в диапазоне от 1 кОм до 5 кОм.Также можно использовать переменный резистор вместо R1 для управления выходным напряжением. Это упрощает использование ИС в цепях переменного тока.

Приложения
  • Используется в цепях батарей, так как они имеют высокий КПД
  • Понижающие линейные регуляторы
  • Используется в схемах малых ИИП
  • Приложения с батарейным питанием
  • Генераторы переменного напряжения
  • Миниатюрные схемы резервного питания

2D-Модель

Синхронный понижающий контроллер постоянного и переменного тока выдерживает скачки напряжения на входе 150 В

Микромодуль LTM9100 (микромодуль) от Linear Technology принимает логические входы, которые позволяют его внутреннему изолированному контроллеру переключателя питания управлять переключением MOSFET / IGBT с внешним питанием при напряжении до 1000 В постоянного тока.Он использует барьер гальванической развязки для отделения логических входов от контроллера выключателя питания, который может включать и выключать источники высокого напряжения. При этом изолирующий барьер защищает свои низковольтные логические входы от соседнего высоковольтного контроллера переключателя мощности.

Во многих компьютерных приложениях используются высокие напряжения, которыми можно управлять с помощью LTM9100. Одно из таких приложений - промышленные моторные приводы, которые могут работать от 170 В до 680 В постоянного тока. Сетевые солнечные системы могут работать с напряжением до 600 В и более.Первичная мощность некоторых современных истребителей составляет 270 В постоянного тока. Литий-ионные батареи в электромобилях могут достигать напряжения до 400 В.

Кроме того, центры обработки данных рассматривают возможность распределения высоковольтной мощности для снижения тока, потерь в кабелях I 2 R и веса кабелей. В этих типах приложений компьютерные команды могут создавать логические входы, которые позволяют LTM9100 управлять высоковольтной мощностью, которую необходимо включать и выключать с помощью контролируемого пускового тока.

Ключом к защите электропитания LTM9100 является его внутренний гальванический барьер на 5 кВ RMS , который отделяет цифровой входной интерфейс от контроллера переключателя питания, который управляет внешним N-канальным MOSFET или IGBT-переключателем ( Рис.1 ). Микромодуль имеет интерфейс I 2 C, который обеспечивает доступ к изолированным цифровым измерениям тока нагрузки, напряжения и температуры шины, что позволяет контролировать мощность и энергию шины высокого напряжения.

1. LTM9100 используется в качестве изолированного драйвера переключателя нагрузки верхнего плеча с использованием внешнего силового МОП-транзистора.

Вы можете настроить этот изолированный контроллер переключателя питания для использования в приложениях с высокой или низкой стороны (отсюда и его имя Anyside), как показано на Рис.2 . Кроме того, его можно использовать в плавучих приложениях.

Регулируемые пороги блокировки при пониженном и повышенном напряжении гарантируют, что нагрузка будет работать только тогда, когда входное напряжение находится в допустимом диапазоне. Автоматический выключатель с ограничением тока защищает источник питания от перегрузки и короткого замыкания.

Этот изолированный контроллер переключателя питания минимизирует пусковой ток за счет плавного пуска нагрузки. Он достаточно универсален для управления пусковым током в платах с горячей заменой, трансформаторах переменного тока, моторных приводах и индуктивных нагрузках.

Более старый метод контроля пускового тока использует термисторы с отрицательным температурным коэффициентом (NTC) или ограничители пускового тока NTC. Эти устройства начинают с высокого сопротивления при комнатной температуре до включения питания или нагрузки; высокое сопротивление ограничивает пусковой ток при включении. Однако, если цепь быстро выключается и включается, ограничения пускового тока не происходит, потому что резистор недостаточно остыл, чтобы восстановить свое высокое сопротивление.

2. LTM9100 может быть сконфигурирован как для работы на стороне высокого, так и на стороне низкого уровня (возврат на землю).

Другие методы управления пусковым током включают симисторы перехода через ноль, схемы управления активным коэффициентом мощности (PFC) и индуктивную входную фильтрацию с демпфированием. Они могут быть сложными, громоздкими и в первую очередь для входов переменного тока.

Рисунок 3 - это упрощенная схема LTM9100, показывающая его изолирующий барьер, который разделяет микромодуль на логическую и изолированную стороны. Для питания изолированной стороны используется полностью интегрированный регулятор напряжения, включая трансформатор, поэтому внешние компоненты не требуются.Логическая сторона содержит драйвер полного моста, работающий на частоте 2 МГц, который связан по переменному току с первичной обмоткой трансформатора. Блокирующий конденсатор постоянного тока предотвращает насыщение трансформатора из-за дисбаланса рабочего цикла драйвера. Трансформатор масштабирует первичное напряжение, которое выпрямляется симметричным удвоителем напряжения. Такая топология снижает синфазные возмущения напряжения на изолированной стороне заземления и устраняет насыщение трансформатора, вызванное вторичным дисбалансом.

Встроенный регулятор напряжения питает 10.4 В и 5 В для контроллера выключателя питания. Изолированные измерения тока нагрузки и двух входов напряжения выполняются 10-разрядным АЦП и доступны через интерфейс I 2 C. Логика и интерфейс I 2 C отделены от контроллера переключателя питания изоляционным барьером 5 кВ RMS , что делает LTM9100 идеальным для систем, в которых контроллер переключателя питания работает на шинах до 1000 В DC . Гальваническая развязка необходима для защиты цепей управления, безопасности оператора и прерывания цепей заземления.

3. Барьер гальванической развязки разделяет LTM9100 на изолированную сторону и логическую сторону. 10-битный АЦП в контроллере переключателя питания контролирует напряжение SENSE на резисторе считывания тока RS.

Высоковольтные цепи управляются путем кодирования сигналов в импульсы и передачи их через границу изоляции с помощью трансформаторов без сердечника, сформированных в подложке микромодуля, как показано на Рис. 4 . Бесперебойная связь гарантируется для переходных процессов в синфазном режиме 50 кВ / мкс.Эта система с обновлением данных, проверкой ошибок, безопасным отключением в случае сбоя и чрезвычайно высокой устойчивостью к синфазным помехам является надежным решением для изоляции двунаправленных сигналов.

Чтобы гарантировать надежный изолирующий барьер, каждый LTM9100 проходит производственные испытания на 6 кВ RMS . Кроме того, он будет соответствовать стандарту UL 1577, что позволит производителям конечного оборудования сэкономить месяцы на сертификации. Сквозная изоляция на большом расстоянии означает высокий уровень электростатического разряда ± 20 кВ через барьер.

LTM9100 идеально подходит для использования в сетях, где заземление может принимать различные напряжения.Изолирующий барьер блокирует высокие перепады напряжения и исключает контуры заземления и чрезвычайно устойчив к синфазным переходным процессам между плоскостями заземления.

Хотя его основное применение - управление внешним N-канальным переключателем MOSFET, вы также можете использовать IGBT. Это может быть необходимо для приложений с напряжением выше 250 В, где традиционные полевые МОП-транзисторы с достаточным уровнем SOA (безопасная рабочая зона) и низким R DS (ON) могут быть недоступны.

БТИЗ

доступны с номинальным напряжением 600 В, 1200 В и выше.Не все IGBT подходят, однако, только те, которые предназначены для работы на постоянном или близком к постоянному току, как указано в их технических характеристиках рабочих характеристик SOA. Дополнительную озабоченность вызывает напряжение насыщения коллектор-эмиттер IGBT. Пороговое значение сливного штифта составляет 1,77 В. В некоторых случаях напряжение насыщения IGBT, V CE (SAT) , может быть выше, чем это, что требует делителя напряжения на входном контакте Drain.

4. LTM9100 передает сигналы и мощность через изолирующий барьер. Сигналы кодируются в импульсы и проходят через границу изоляции с помощью трансформаторов без сердечника, сформированных в подложке микромодуля.Это обеспечивает чрезвычайно надежную схему двунаправленной связи.

IGBT должен быть выбран с максимальным пороговым напряжением между затвором и эмиттером, В GE (TH) , что соответствует минимальному хорошему состоянию питания LTM9100 GATE, или В S минимальному UVLO (блокировка при понижении напряжения) 8,5 В. Пороговое напряжение, указанное в таблице электрических характеристик устройства, часто соответствует очень низким токам коллектора.

Внутренний усилитель (A1), подключенный к контактам Sense, контролирует ток нагрузки через внешний резистор считывания RS, обеспечивая защиту от перегрузки по току и короткого замыкания.В условиях перегрузки по току ток ограничивается до 50 мВ / RS посредством регулирования затвора. Если состояние перегрузки по току сохраняется более 530 мкс, ворота отключаются.

При использовании силового полевого МОП-транзистора LTM9100 контролирует напряжение стока и затвора, чтобы определить, полностью ли усилен полевой МОП-транзистор. После успешного включения полевого МОП-транзистора два сигнала Power Good выводятся на контакты PG и PGIO. Эти штифты позволяют включать и упорядочивать нагрузки. Вывод PGIO также может быть настроен как вход или выход общего назначения.

Перед включением полевого МОП-транзистора оба напряжения питания внутреннего привода затвора V S и V CC2 должны превысить их пороги блокировки при пониженном напряжении. MOSFET отключается до тех пор, пока не будут выполнены все условия запуска.

10-битный аналого-цифровой преобразователь (АЦП) в контроллере переключателя мощности измеряет напряжение считывания, полученное с усилителя A1. Кроме того, он измеряет напряжения на выводах ADIN2 и ADIN, которые используются для вспомогательных функций, таких как измерение напряжения шины или температуры и т. Д.

Интерфейс I 2 C позволяет читать регистры данных АЦП. Это также позволяет хосту опрашивать устройство и определять, произошла ли неисправность. Вы можете использовать контакт ALERT * на логическом входе в качестве прерывания, чтобы хост мог реагировать на сбой в реальном времени. Два контакта с тремя состояниями, ADR0 и ADR1, позволяют программировать восемь возможных адресов устройства. Интерфейс также можно настроить по выводам для однопроводного широковещательного режима, отправляя данные АЦП и информацию о неисправности через вывод SDA на хост без синхронизации линии SCL.Эта однопроводная односторонняя связь упрощает проектирование системы.

Цепи логического управления питаются от внутреннего LDO, который получает 5 В от источника питания VS. Выход 5 В доступен на выводе VCC2 для управления внешними цепями (ток нагрузки до 15 мА). VCC2 развязан внутри конденсатором емкостью 1 мкФ.

В диапазоне температур от -40 o ° C до 105 o ° C LTM9100 предлагается в корпусе BGA 22 мм x 9 мм x 5,16 мм с расстоянием утечки 14,6 мм между логической стороной и изолированной стороной.

Несколько цепей регулятора переключения

Регулятор переключения.

Импульсные регуляторы работают, отбирая небольшое количество энергии от входного источника и постепенно передавая ее на выход. Эта задача решается с помощью электронного переключателя (работающего на заданной частоте), который работает как вентиль между источником входной энергии и выходом. Этот вентиль контролирует количество заряда, передаваемого на выходную нагрузку. Выходное напряжение импульсного регулятора зависит от того, сколько времени переключатель остается замкнутым.Если время выключения переключателя велико, то на выходную нагрузку будет передаваться меньше энергии, и поэтому среднее выходное напряжение будет низким. Если время выключения переключателя короткое, то на выходную нагрузку будет передано больше энергии, что приведет к лучшему среднему выходному напряжению. Схема базового импульсного регулятора показана ниже.

Схема упрощенной схемы импульсного регулятора

Когда переключатель S1 замкнут, конденсатор Cout заряжается, а когда переключатель S1 разомкнут, Cout разряжается через нагрузку.Рабочий цикл S1 определяет, сколько энергии передается выходной нагрузке. Проще говоря, конденсатор Cout служит фильтром, который преобразует форму импульса от переключателя в постоянное напряжение. Выходное напряжение всегда будет функцией входного напряжения и рабочего цикла переключателя.

Схема практического импульсного регулятора

Схема практического импульсного регулятора показана выше. Эта схема имеет два дополнительных компонента: диод Шоттки D1 ​​и катушку индуктивности L1.Эти два компонента присутствуют почти во всех схемах импульсных регуляторов и значительно улучшают характеристики схемы. Давайте посмотрим, как диод и катушка индуктивности улучшают работу схемы регулятора.

Когда переключатель S1 замкнут, индуктор L1 противодействует нарастающему току, создавая противоположное электромагнитное поле, и это заставляет диод D1 смещаться в обратном направлении, и он ведет себя как разомкнутый переключатель. Когда переключатель S1 разомкнут, электромагнитное поле, индуцированное в катушке индуктивности L1, разряжается, и это создает ток с обратной полярностью.Это делает диод D1 смещенным в прямом направлении, и он будет оставаться в проводящей стадии до тех пор, пока поле в катушке индуктивности не станет равным нулю. Проще говоря, это действие похоже на зарядку и разрядку выходного конденсатора. Таким образом, совместное действие катушки индуктивности и диода улучшает фильтрующую способность выходного конденсатора и, таким образом, повышает эффективность схемы.

Импульсные регуляторы на базе

uA78S40.

Вот две схемы импульсного стабилизатора напряжения, использующие микросхему uA78S40 от On Semiconductors.Первый - это понижающий преобразователь, а второй - инвертирующий преобразователь.

uA78S40 - это микросхема импульсного стабилизатора, которая может использоваться для различных приложений. UA78S40 является интегрированным регулятором переключения цепи, которая имеет встроенную схемотехнику для опорного напряжения с температурной компенсацией, генератором с контролем рабочим цикла, переключающий элементом с высокой пропускной способностью, независимым операционным усилителем и независимым диодом. При напряжениях более 40 В или выходных токах более 1.Требуются внешние переключающие транзисторы 5А. Характеристики uA78S40 включают широкий диапазон температур, регулируемое выходное напряжение (от 1,5 В до 40 В), пиковый выходной ток 1,5 А, регулирование нагрузки 80 дБ, линейное регулирование 80 дБ, широкий диапазон напряжения питания (от 2,5 В до 40 В), очень низкий уровень ожидания. ток и т. д. Применение этой ИС включает повышающие преобразователи, понижающие преобразователи, инвертирующие преобразователи и т. д. uA78S40 доступен в 16-контактном пластиковом корпусе DIP.

Схема понижающего преобразователя.
Понижающий регулятор с использованием uA78S40

Схема, показанная выше, представляет собой импульсный понижающий преобразователь с использованием uA78S40. Входное напряжение может составлять 25 В постоянного тока, а выходное напряжение - 5 В при 500 мА. Ct - это синхронизирующий конденсатор для внутреннего генератора, а C3 - это конденсатор входного фильтра. C3 должен иметь номинал выше 25 В, а C2 может иметь любой номинал выше 10 В. Мгновенное выходное напряжение (то есть напряжение на выходном конденсаторе Cc) возвращается на инвертирующий вход внутреннего операционного усилителя с помощью цепи резисторов, состоящей из R1 и R2.R2 и R1 можно использовать для настройки выходного напряжения. Использование внешнего выпрямительного диода D1 повышает общий КПД схемы. Если вам нужно использовать внутренний диод IC вместо D1, опустите D1 и восстановите дорожку, показанную пунктиром.

Схема инвертирующего преобразователя.
Инвертирующая схема преобразователя с использованием uA78S40

Инвертирующий преобразователь - это схема, которая меняет полярность заданного входного напряжения. Например, если на входе инвертирующего преобразователя подается 5 В постоянного тока, выходное напряжение будет -5 В постоянного тока.Схема инвертирующего преобразователя на 15 В с использованием uA78S40 показана выше. Ct (в схеме C1) - это синхронизирующий конденсатор для внутреннего генератора ИС, C3 - это конденсатор входного фильтра, а C2 - конденсатор выходного фильтра. И C2, и C3 должны быть рассчитаны минимум на 25 В. Резисторы R1 и R2 образуют цепь обратной связи, которая возвращает часть выходного напряжения на неинвертирующий вход внутреннего компаратора Ics. R2 и R1 можно использовать для установки выходного напряжения. Транзистор Q1 - это внешний переключающий транзистор.Коллекторные выводы внутреннего драйвера и переключающих транзисторов закорочены и подключены к базе внешнего переключающего транзистора через резистор R3.

Примечания.

  • uA78S40 необходимо установить на держателе.
  • Пиковый выходной ток uA78S40 составляет 1,5 А.
  • 1N5822 - диод Шоттки на 3 А. Не заменяйте его обычным диодом с PN переходом.
  • Vout = 1,25 (1+ (R2 / R1)) для понижающего преобразователя.
  • Vout = (1.25R2) / (R1) для инвертирующего преобразователя.

Импульсный регулятор против линейного регулятора.

Управляющим элементом для линейного регулятора является активное устройство (либо BJT, либо FET), работающее внутри своей активной области. В линейном регуляторе разница между входным и выходным напряжением рассеивается регулирующим элементом в виде тепла. Это снижает энергоэффективность. Для управляющего элемента требуется радиатор большего размера.

Для импульсного регулятора управляющий элемент, который представляет собой электронный переключатель (транзистор или тиристор), имеет только два состояния: ВКЛ (полностью проводящий) или ВЫКЛ (полностью открытый).Это означает, что переключающий элемент не тратит впустую мощность, и это приводит к повышению энергоэффективности. Хорошо спроектированный импульсный регулятор может иметь КПД до 85%. Для управляющего элемента требуется радиатор меньшего размера.

Еще несколько схем импульсного регулятора, которые могут вас заинтересовать.

Импульсный стабилизатор 10 В с использованием LM5007: LM5007 - это интегрированная ИС понижающего регулятора, которая очень эффективна и экономична. Эта схема выдает на выходе 10 В постоянного тока из диапазона входного напряжения от 12 до 72 В постоянного тока.

Понижающий стабилизатор на 5 В

, использующий LM2678: понижающий стабилизатор вырабатывает выходное напряжение ниже входного. Схема построена на микросхеме Natinal Semicondcutors LM2678. Диапазон входного напряжения составляет от 8 до 40 В, а выходного - 5 В постоянного тока.

Импульсный регулятор

с использованием LM1578 A: простая схема импульсного регулятора, разработанная с использованием ИС регулятора LM1578A от National Semiconductors.

Добавить комментарий

Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *