Детектор понижающий инвертор: Детектор — понижающий инвертер

Содержание

Детектор — понижающий инвертер

Большинство начинают свою радиолюбительскую практику с постройки простейшего детекторного приемника. Но вот незадача: везде пишут, что нужны высокоомные телефоны (наушники) с сопротивлением постоянному току 3,6…4,4 кОм. А где их взять, если нет отца или деда радиолюбителей? Как будто, такие телефоны еще выпускают, но на прилавке каждого магазина они не лежат, это уж точно. Зато полно всяких и разных, в том числе и совсем миниатюрных наушничков для плееров, проигрывателей компакт-дисков и тому подобных устройств. Все они низкоомные, имеют сопротивление 30…70 Ом, и его легко можно измерить тестером.

      Один, и довольно неплохой выход из ситуации — применить понижающий трансформатор на выходе приемника. Так, кстати, сделано в любом трансляционном громкоговорителе. Нужен коэффициент трансформации не менее 10:1, тогда напряжение понизим в 10 раз, но ток увеличим тоже в 10 раз, следовательно, сопротивление трансформируется в 100 раз (вы еще не забыли закон Ома?), ведь R = U/I. Найти подходящий трансформатор тоже не так уж и просто, от больших и тяжелых «трансов» отказываются даже в блоках питания современной радиоэлектронной аппаратуры, заменяя их полупроводниковыми импульсными инвертерами.

       Может быть, и нам поступить так же? Посмотрим, как работает понижающий импульсный инвертер постоянного тока (рис. 1). Основа его — транзисторный ключ S1, замыкаемый часто, но на очень короткие промежутки времени (рис. 2, верхний график). Управление ключом — электронное, от встроенного генератора.
      Ключ посылает импульсы через индуктивность L1 в нагрузку Rн, но ток через индуктивность быстро изменяться не может (нижний график на рис. 2), поэтому он плавно нарастает в течение импульса, и затем еще более плавно спадает в промежутке между импульсами. Накопленная в катушке энергия магнитного поля при этом расходуется в нагрузке. Для прохождения тока при разомкнутом ключе служит диод VD1. Пульсации тока в нагрузке тем меньше, чем больше индуктивность катушки L1. Их можно и еще уменьшить, подключив параллельно Rн сглаживающий конденсатор большой емкости, подобно тому, как это сделано на входе инвертера (С1) для уменьшения влияния работы ключа на источник тока.

      Итак, мы ясно видим, что выходное напряжение Uвых инвертера может быть во много раз меньше, чем входное Uвх. Не совсем очевидно, что ток в нагрузке будет во столько же раз больше. Но это легко понять, учтя, что во время импульса инвертер потребляет очень большой ток от источника. После импульса этот ток сохраняется индуктивностью и продолжает поступать в нагрузку, а от источника не потребляется ничего. В среднем потребляемый ток получается малым, а в нагрузке — большим. КПД (отношение выходной мощности ко входной) современных инвертеров превосходит 90%, что практически не хуже, чем у трансформаторов! Но трансформаторы не могут преобразовывать постоянный ток, а инвертеры — могут.
      Хорошо, попробуем применить инвертер в детекторном приемнике. Но где взять генератор импульсов для управления ключом? Ведь частота следования импульсов должна быть очень высокой, обязательно выше звукового диапазона (выше 20…30 кГц), иначе мы ничего не услышим, кроме писка самого инвертера. Вы не поверите, но оказывается, что такой импульсный генератор в приемнике уже есть! И частота следования импульсов равна несущей частоте принимаемой радиостанции. Чтобы в этом убедиться, давайте рассмотрим подробнее работу самого детектора, и обратимся к схеме простейшего детекторного приемника (рис. 3).

      Когда на детекторный диод VD1 поступает положительная полуволна напряжения с контура, образованного емкостью антенны и индуктивностью катушки L1, диод открывается, и заряжает блокировочный конденсатор С1. Синусоидальная форма ВЧ сигнала в контуре Uант и форма напряжения на конденсаторе Uс1 показаны на верхнем графике рис. 4. Затем конденсатор С1 относительно медленно разряжается через резистор нагрузки Rн (высокоомный, заметьте). Следующая положительная полуволна ВЧ напряжения снова открывает диод, но лишь на своей вершине. Таким образом, диод открыт лишь короткую часть периода ВЧ колебаний, и ток через него носит характер коротких импульсов.

      Надо полагать, что читатель немного знаком с процессом детектирования амплитудно модулированных (АМ) колебаний, и понимает, что если амплитуда ВЧ сигнала растет, в такт со звуковым напряжением, то увеличивается и среднее напряжение на конденсаторе С1, а если уменьшается, то и напряжение падает. Тогда вместе с постоянной составляющей напряжения в нагрузке выделятся и колебания звуковых частот. Итак, у нас есть импульсы тока через диод, вполне подходящие для понижающего инвертера. Но как их отделить, и использовать для управления транзисторным ключом? Оказалось, ничего нет проще!
      Мы используем в качестве диода переход эмиттер–база самого ключевого транзистора. В этом и состоит главная «изюминка» предлагаемого здесь приемника. Полная его практическая схема показана на рис. 5

      АМ сигнал с контура СантL1 подан на эмиттер транзистора VT1, а в цепи базы включена нагрузка — высокоомный резистор R1, шунтированный блокировочным конденсатором малой емкости С1. Расход энергии сигнала в этой цепи невелик, но зато ток через переход эмиттер-база носит характер коротких импульсов. Во время импульса тока транзистор открывается, и основной ток (более 90%) поступает в накопительную индуктивность (дроссель) L2, а через него — в телефоны, точно так же, как в инвертере.
      Катушка L1 взята от магнитной антенны (МА) любого транзисторного приемника. Если емкость нашей внешней антенна невелика, можно обе катушки, ДВ и СВ диапазонов, имеющиеся в МА, соединить последовательно. Настройка на радиостанции ведется вдвиганием-выдвиганием ферритового стержня той же МА. Дроссель L2 — фабричный, индуктивностью от 300 мкГн и более.
      Телефоны подберите по максимальной громкости приема (если есть выбор), некоторые имеют совсем малую отдачу (чувствительность). Два стереотелефона лучше соединить последовательно, для этого используйте только «горячие» выводы разъема XS1, а «земляной» вывод оставьте свободным. Телефоны при этом будут работать в противофазе, «размывая» звуковую картину, но сам я особых неудобств от этого не почувствовал, напротив, звучание показалось объемнее. Если есть желание, попробуйте разные варианты включения.
      Транзистор лучше выбрать германиевый, высокочастотный. У него ниже порог открывания, следовательно, и чувствительность к слабым сигналам. Подойдут ГТ313, или устаревшие П403, П423, ГТ308. Кремниевые транзисторы хорошо работают при приеме местных станций. Годятся КТ363, КТ3109. Испытайте транзисторы, какие найдете, и выберите лучший из них. Вместо Д18 подойдет любой высокочастотный германиевый диод. Если вместо p-n-p, указанного на схеме, будет использован n-p-n транзистор, полярность включения диода также надо изменить на обратную.
      С наружной антенной длиной всего около 10м (луч) и низкоомными наушниками сначала был испытан приемник по схеме рис. 3. Детектор сильно шунтировал контур, поэтому селективности не оказалось никакой, несколько станций принимались одновременно, а звук был очень тихим. При переходе к схеме рис. 5 громкость значительно возросла, а настройка на станции стала острой, т.е. радикально улучшилась селективность приемника. Количественных измерений не было проведено, и я надеюсь, что найдутся радиолюбители-энтузиасты, или студенты радиотехнических специальностей, кто их выполнит. Детектор совершенно новый, и его анализ вполне может явиться темой курсовой, или даже дипломной работы. Непременно сообщайте о результатах!
      Кстати, сфера применения данного детектора вовсе не ограничивается ностальгическим хобби — детекторными приемниками. Его можно использовать и в тракте ПЧ супергетеродина, и в индикаторах поля, и в КСВ-метрах, одним словом везде, где необходимо согласование высокоомного источника ВЧ сигнала с низкоомной нагрузкой, например, стрелочным прибором.

      12.12.08.  В.Т.Поляков

принципы работы и уникальные решения Maxim Integrated

17 декабря 2019

Александр Русу (г. Одесса)

Общий КПД импульсного преобразователя в электронных приборах малой мощности с автономным питанием снижается в основном за счет тока утечки схемы управления. Свести этот ток практически к нулю помогут интегральные DC/DC из новой серии nanoPower производства Maxim Integrated.

На сегодняшний день найти или изготовить самостоятельно высококачественный преобразователь постоянного напряжения мощностью от нескольких ватт до нескольких киловатт не представляет особой сложности. Однако питание оборудования, потребляемая мощность которого измеряется микроваттами, уже является серьезной технической проблемой, ведь при таких уровнях потребления увеличивается относительная величина «накладных расходов» в виде затрат энергии на работу схемы управления, что приводит к ощутимому снижению КПД преобразователя в целом. Кроме этого, практически во всех современных устройствах, питающихся от батарей, активно используются энергосберегающие режимы, в которых все неиспользуемые в данный момент системы отключаются от источника энергии. А это еще больше ужесточает требования к узлам питания, ведь теперь они должны иметь еще и минимально возможный ток утечки в выключенном состоянии.

При этом количество устройств с батарейным питанием с каждым годом постоянно увеличивается, а требования к ним ужесточаются. Поэтому большинство ведущих производителей электронных компонентов регулярно предлагают инженерам новые решения в этой области.

Не осталась в стороне и компания Maxim Integrated, которая не так давно представила линейку микросхем nanoPower, отличающихся сверхмалым энергопотреблением. На сегодняшний день в этой линейке присутствуют малопотребляющие операционные усилители, компараторы, датчики температуры и другие узлы, активно использующиеся в самых разнообразных радиотехнических устройствах. Конечно же, Maxim Integrated не оставил без внимания и сектор DC/DC преобразователей напряжения, разработав в рамках данного направления целые семейства специализированных микросхем с ультрамалым энергопотреблением.

Сравнение линейного и импульсного способов преобразования

Самой популярной схемой преобразователей постоянного напряжения можно назвать понижающую, ведь в реальной аппаратуре задача уменьшения напряжения возникает намного чаще, чем увеличения или изменения его полярности. Но уменьшить входное напряжение можно двумя способами: импульсным и линейным. Поскольку каждый из способов имеет свои достоинства и недостатки, а значит – и свои области применения, то разработчику необходимо их изучить.

Фундаментальную разницу между линейным и импульсным способами уменьшения напряжения можно понять из рисунка 1. Линейный стабилизатор работает по принципу резистивного делителя напряжения. Его регулирующий элемент (транзистор VT1) функционирует в активном режиме, обеспечивая такое падение напряжения между выводами коллектора и эмиттера, чтобы выходное напряжение V

OUT на нагрузке RLOAD находилось в заданных пределах. Поскольку через транзистор VT1 протекает весь ток нагрузки IOUT, КПД данной схемы будет напрямую зависеть от разницы напряжений между входом и выходом (формула 1):

$$\eta =\frac{P_{OUT}}{P_{IN}}=\frac{I_{OUT}\times V_{OUT}}{I_{OUT}\times V_{IN}}=\frac{V_{OUT}}{V_{IN}},\qquad{\mathrm{(}}{1}{\mathrm{)}}$$

где РIN и POUT – соответственно, входная и выходная мощности преобразователя.

Рис. 1. Сравнение линейного и импульсного способов уменьшения напряжения

И теперь становится очевидным главный недостаток линейных стабилизаторов – чем больше разница напряжений между входом и выходом, тем меньше его КПД, причем практически вся «лишняя» мощность выделяется на регулирующем элементе VT1, что требует установки его на радиатор, размеры которого порой превосходят размеры всех остальных элементов устройства.

До недавнего времени линейные стабилизаторы строились на основе биполярных кремниевых транзисторов, у большинства из которых падение напряжения между коллектором и эмиттером физически не могло быть меньше 1 В. Для стабилизаторов с относительно высоким выходным напряжением (более 5 B) такое падение напряжения было еще вполне приемлемым, однако в современных микроконтроллерных устройствах напряжение питания которых может быть меньше 1 В, использование биполярных транзисторов в таком режиме недопустимо.

В свое время это привело к созданию линейных стабилизаторов, использующих в качестве регулирующих элементов полевые транзисторы, которые, как известно, лишены такого ограничения. Эти стабилизаторы в русскоязычной литературе получили название «стабилизаторы с низким падением напряжения», или LDO-стабилизаторы/регуляторы (Low-Drop Out Regulator). Поскольку при малой разнице напряжений между входом и выходом КПД LDO-стабилизаторов не уступает импульсным преобразователям, а их масса, габариты и уровень электромагнитных помех при этом намного меньше, они до сих пор активно используются в современной технике.

В импульсных преобразователях активный режим полупроводниковых компонентов не используется принципиально. В рассматриваемом примере (рисунок 1) транзистор VT1 работает в ключевом режиме, периодически подключая нагрузку RLOAD к источнику питания на время tON. Это означает, что выделение мощности на силовых полупроводниковых компонентах теоретически может быть сколько угодно малым и не зависит от соотношения напряжений между входом и выходом, что является главным преимуществом данных схем. К сожалению, от такого способа преобразования появляется и главный недостаток – пульсирующий характер выходного напряжения с высоким содержанием высокочастотных гармоник.

Поскольку использовать подобное напряжение для питания потребителей в большинстве случаев не представляется возможным, то на выходе импульсных преобразователей необходимо устанавливать фильтры, уменьшающие пульсации выходного напряжения. Причем в этих фильтрах должны обязательно использоваться реактивные элементы, способные накапливать энергию (активный фильтр на полупроводниковых транзисторах для этой цели не подойдет). А это означает, что импульсный преобразователь просто физически не может быть миниатюрным, ведь энергетическая емкость реактивных компонентов прямо пропорциональна массе и объему использованного в них магнитного или диэлектрического материала.

Если сравнить достоинства и недостатки линейных и импульсных преобразователей (таблица 1), то окажется, что они взаимно компенсируют друг друга. Поэтому на практике очень часто используются гибридные системы: импульсный преобразователь формирует некоторое промежуточное напряжение невысокой стабильности с относительно высоким уровнем пульсаций, а окончательная точная регулировка уже осуществляется с помощью линейных LDO-стабилизаторов.

Таблица 1. Сравнение импульсного и линейного способов преобразования

Метод Импульсный Линейный
Соотношение входного и выходного напряжений Любое Выходное напряжение не может быть больше входного
Точность стабилизации выходного напряжения Из-за того что энергия преобразуется «порциями», точность выходного напряжения зависит от характера переходных процессов и метода стабилизации Теоретически не ограничена. Практически определяется уровнем шумов и стабильностью характеристик используемых компонентов
Уровень пульсаций выходного напряжения Высокий. При использовании некоторых методов управления (гистерезисных) принципиально не может быть низким Теоретически может быть сколь угодно малым. Практически ограничен быстродействием используемых компонентов
Уровень электромагнитных помех Высокий из-за высоких скоростей изменения напряжений и токов Теоретически может быть сколь угодно малым
КПД Высокий Определяется разностью напряжений между входом и выходом
Масса и габариты Зависят от частоты преобразования. Обычно больше, чем у линейных преобразователей Зависят от уровня рассеиваемой мощности. При малых мощностях могут быть микроскопическими
Сложность схемы Сложная Относительно простая
Стоимость Относительно высокая Низкая
Основная сфера применения Преобразователи с высоким соотношением входного и выходного напряжений, преобразователи рода тока, многоканальные преобразователи и прочие Стабилизаторы для узлов, требующих прецизионного выходного напряжения с низким уровнем пульсаций и электромагнитных помех

В современном оборудовании линейные преобразователи в основном используются для питания маломощных узлов, требующих высококачественного выходного напряжения с низким уровнем пульсаций, а также в приложениях, чувствительных к уровню электромагнитных помех, а импульсные – во всех остальных случаях (по возможности).

Однако у линейных преобразователей есть один серьезный недостаток, который в ряде случаев делает их использование невозможным – выходное напряжение линейного преобразователя принципиально не может быть больше входного. А это означает, что в случаях, когда напряжение необходимо увеличить или изменить его полярность, импульсный способ преобразования является практически безальтернативным. 

Принцип работы импульсных преобразователей

На сегодняшний день существует множество импульсных преобразователей постоянного напряжения, отличающихся количеством и типом реактивных компонентов, алгоритмами преобразования и прочими характеристиками. Однако наиболее простыми, а следовательно, и наиболее популярными являются всего четыре схемы: понижающая, повышающая, инвертирующая и обратноходовая (рисунок 2). Эти преобразователи используют одинаковый принцип работы, имеют идентичное количество компонентов и отличаются лишь способом коммутации накопительного дросселя L1, от режима работы которого и зависят все характеристики схемы.2\times L_{1}}{2}\qquad{\mathrm{(}}{3}{\mathrm{)}}$$

Рис. 3. Диаграммы напряжения и тока дросселя различных преобразователей

Поскольку на первом этапе энергия в дросселе увеличивается, то его очень часто называют этапом накопления или заряда дросселя.

После размыкания ключа S1 на выводах всех обмоток дросселя формируется ЭДС самоиндукции, полярность которой противоположна полярности, присутствовавшей на первом этапе, это означает, что дроссель L1 теперь становится не потребителем, а источником электрической энергии. Изменение полярности напряжения на обмотках приводит к открытию диода VD1, который и обеспечивает путь протекания тока на втором этапе, называемом этапом возврата, или разряда дросселя.

Поскольку количество энергии в дросселе в момент коммутации ключей не изменяется, то ток в его активной обмотке сразу после размыкания ключа S1 также будет максимальным, однако его величина IMAX2 может измениться, ведь он теперь может протекать уже по другому количеству витков (формула 4):

$$E=\frac{I_{MAX2}^2\times L_{2}}{2},\qquad{\mathrm{(}}{4}{\mathrm{)}}$$

где L2 – индуктивность обмотки, активной на втором этапе.2\times A_{L},\qquad{\mathrm{(}}{6}{\mathrm{)}}$$

где AL – конструктивный параметр магнитопровода.

После открытия диода напряжение на обмотке дросселя фиксируется на уровне VL2, под действием которого ток дросселя за время tOFF уменьшится на величину dI2 (формула 7):

$$dI_{2}=\frac{V_{L2}}{L_{2}}\times t_{OFF}\qquad{\mathrm{(}}{7}{\mathrm{)}}$$

В квазиустановившемся режиме, когда отсутствуют какие-либо переходные процессы как в цепях питания, так и в цепях нагрузки, дроссель на втором этапе преобразования должен отдать всю энергию, накопленную на первом интервале. Это означает, что к моменту начала следующего цикла его ток должен быть таким же, как и в начале предыдущего. Для схем с однообмоточным дросселем dI1 = -dI2, но в общем случае (для обратноходового преобразователя) изменения токов обмоток определяются Законом полного тока (формула 8):

$$dI_{1}\times N_{1}=-dI_{2}\times N_{2}\qquad{\mathrm{(}}{8}{\mathrm{)}}$$

Подставляя в формулу 8 соотношения 2 и 7, с учетом 6, можно получить основное уравнение 9, связывающее величины напряжений на выводах обмоток дросселя с отношением длительностей основных этапов преобразования:

$$\frac{V_{L1}}{N_{1}}\times t_{ON}=-\frac{V_{L2}}{N_{2}}\times t_{OFF}\qquad{\mathrm{(}}{9}{\mathrm{)}}$$

Формула 9 является основой для получения регулировочной характеристики преобразователя – зависимости выходного напряжения от относительной длительности первого этапа преобразования D = tON/(tON + tOFF). Однако для того чтобы получить эти зависимости, далее необходимо рассматривать каждую схему в отдельности.

Понижающий преобразователь

Понижающий преобразователь (Step-Down Converter, Buck Converter) обычно имеет только одну обмотку, поэтому N1 = N2. На первом этапе преобразования к дросселю приложена разница входного и выходного напряжений (VL1 = VIN – VOUT), а на втором – только выходное напряжение (VL2 = VOUT), как показано на рисунке 4. Подставляя эти значения в формулу 9, получим формулу 10:

$$\left(V_{IN}-V_{OUT} \right)\times t_{ON}=-V_{OUT}\times t_{OFF}\qquad{\mathrm{(}}{10}{\mathrm{)}}$$

Следовательно (формула 11):

$$V_{OUT}=V_{IN}\times \frac{t_{ON}}{t_{ON}+t_{OFF}}=V_{IN}\times D\qquad{\mathrm{(}}{11}{\mathrm{)}}$$

Рис. 4. Принцип работы понижающего преобразователя

Из формулы 11 видно, что выходное напряжение VOUT понижающего преобразователя не может превышать входное VIN, иначе левая часть уравнения станет отрицательной, к дросселю на обоих этапах преобразования будет приложено однополярное напряжение, и схема работать не будет. 

Повышающий преобразователь

Повышающий преобразователь (Step-Up Converter, Boost Converter) также обычно строится на основе однообмоточного дросселя (N1 = N2). На первом этапе преобразования, когда ключ S1 замкнут, к обмотке дросселя приложено полное напряжение питания (VL1 = VIN), а вот на втором есть разница между входным и выходным напряжениями (VL1 = VOUT – VIN), как показано на рисунке 5. Подставляя эти значения в формулу 9, получим формулу 12:

$$V_{IN}\times t_{ON}=-\left(V_{OUT}-V_{IN} \right)\times t_{OFF}\qquad{\mathrm{(}}{12}{\mathrm{)}}$$

Из формулы 12 теперь можно получить уравнение для регулировочной характеристики (формула 13):

$$V_{OUT}=V_{IN}\times \frac{t_{ON}+t_{OFF}}{t_{OFF}}=V_{IN}\times \frac{1}{1-D}\qquad{\mathrm{(}}{13}{\mathrm{)}}$$

Рис. 5. Принцип работы повышающего преобразователя

Как и в понижающем преобразователе, формула 13 накладывает ограничения на соотношение напряжений VIN и VOUT. При VOUT < VIN правая часть формулы 13 изменит свой знак, и дроссель перестанет отдавать энергию. Поэтому повышающий преобразователь может только увеличивать входное напряжение.

Инвертирующий и обратноходовой преобразователи

И в инвертирующем (Inverting Converter), и в обратноходовом (Flyback Converter) преобразователях к обмоткам дросселя на первом этапе прикладывается полное входное (VL1 = VIN), а на втором – полное выходное напряжение (VL2 = VOUT), как показано на рисунок 6. Поэтому базовое уравнение для определения их регулировочных характеристик одинаково (формула 14):

$$\frac{V_{IN}}{N_{1}}\times t_{ON}=-\frac{V_{OUT}}{N_{2}}\times t_{OFF}\qquad{\mathrm{(}}{14}{\mathrm{)}}$$

Рис. 6. Принцип работы инвертирующего и обратноходового преобразователей

Но, поскольку инвертирующие преобразователи обычно строятся на основе однообмоточных дросселей, для которых N1 = N2, то их регулировочная характеристика при работе во всех режимах, кроме разрывного, несколько проще (формула 15):

$$V_{OUT}=-V_{IN}\times \frac{t_{ON}}{t_{OFF}}=-V_{IN}\times \frac{D}{1-D}\qquad{\mathrm{(}}{15}{\mathrm{)}}$$

Ключевой особенностью обратноходового преобразователя является возможность обеспечения гальванической развязки между входом и выходом. В этом случае обмотки дросселя могут иметь разное количество витков (формула 16):

$$V_{OUT}=-V_{IN}\times \frac{t_{ON}}{t_{OFF}}\times \frac{N_{2}}{N_{1}}=-V_{IN}\times \frac{D}{1-D}\times \frac{N_{2}}{N_{1}}\qquad{\mathrm{(}}{16}{\mathrm{)}}$$

Для инвертирующего преобразователя, вход и выход которого имеют один общий провод, выходное напряжение VOUT по абсолютному значению может быть как больше, так и меньше входного VIN. Однако оно обязательно должно иметь обратную полярность, ведь ни продолжительность первого tON, ни второго tOFF этапов преобразования не могут быть отрицательными. Для обратноходового преобразователя обеспечение двухполярного напряжения на обмотке осуществляется правильной фазировкой обмоток и включением диода VD1. Если это правило будет нарушено, то обратноходовой преобразователь работать не будет (фактически он превратится в прямоходовой, который имеет несколько иной принцип работы).

При использовании в понижающей, повышающей и инвертирующей схемах дросселя с одной обмоткой наибольшая эффективность преобразователя будет в диапазоне 0,1 ≤ VIN…VOUT ≤ 10. Если же входное напряжение отличается от входного больше чем в 10 раз, тогда, в соответствии с формулой 9, длительность одного из этапов преобразования (tON или tOFF) будет значительно меньше другого (рисунок 7).

Рис. 7. Зависимости соотношения напряжения на входе и выходе преобразователей (VOUT/VIN) от соотношения длительностей первого и второго этапов (tON/tOFF)

При этом становится сложно как регулировать выходное напряжение, так и фильтровать его, поскольку при малых длительностях tON или tOFF увеличиваются пульсации токов, что в конечном итоге приводит к катастрофическому уменьшению КПД, вплоть до физической невозможности реализации данного режима (необходимая длительность tON или tOFF может оказаться меньше чем время включения/выключения полупроводникового компонента). Поэтому при большой разнице напряжений между входом и выходом используют автотрансформаторное включение дросселей, при котором транзистор или диод подключаются к части обмотки (рисунок 8). В этом случае N1 ≠ N2 и формулы 10…15 придется выводить заново из базового соотношения формулы 9.

Рис. 8. Понижающий преобразователь с автотрансформаторным включением дросселя, работающий при большой разнице напряжений (VIN >>VOUT)

Особенности преобразователей nanoPower

Как видно из принципа работы, максимальное значение КПД импульсных преобразователей теоретически не ограничено. Но на практике всегда будут потери из-за неидеальности элементной базы, поэтому реальное значение КПД силовой части у наилучших представителей импульсных преобразователей находится на уровне 98…99%.

Однако при расчете КПД преобразователя в целом следует учитывать также и затраты энергии на работу схемы управления. Если рассмотреть структурные схемы контроллеров, реализующих два наиболее популярных на сегодняшний день метода управления – по напряжению (рисунок 9) и по току (рисунок 10), – то можно увидеть, что для обеспечения выходного напряжения необходимого качества требуется достаточно большое количество узлов. И хоть на сегодняшний день технологии изготовления полупроводниковых микросхем находится на очень высоком уровне, тем не менее, когда мощность силовой части преобразователя ничтожно мала, ток потребления узлов управления может оказаться соизмеримым с током нагрузок.

Рис. 9. Контроллер преобразователя с методом управления по напряжению

Рис. 10. Контроллер преобразователя с методом управления по току

У контроллеров преобразователей постоянного напряжения можно выделить три основных тока, на которые следует обращать внимание при выборе: ток, потребляемый от входной IQINT, выходной IQOUT цепи в активном режиме и ток утечки ISDT, потребляемый микросхемой в выключенном состоянии (рисунок 11). Эти токи, по возможности, должны быть минимальными, ведь чем они меньше – тем выше КПД преобразователя.

Рис. 11. Пути протекания токов IQINT, IQOUT и ISDT микросхемы MAX17222

Из этих параметров наиболее важным для устройств с батарейным питанием является ток утечки ISDT. И связано это с их спецификой работы, ведь как показывает практика, большую часть времени они находятся либо в спящем (дежурном), либо в выключенном состоянии. Поскольку физически отключить схему управления преобразователя от источника питания в большинстве случаев не представляется возможным, ток утечки ISDT будет напрямую влиять на время автономной работы.

В интегральных преобразователях постоянного напряжения nanoPower основной технологией уменьшения токов IQINT, IQOUT и ISDT является тщательная проработка схемотехники внутренних узлов контроллера и процессов изготовления интегральных компонентов. Из других методов уменьшения собственного энергопотребления можно также выделить отключение резистивного делителя выходного напряжения, используемого в цепи обратной связи. Все это позволило добиться впечатляющих значений собственного энергопотребления этих узлов. Так, например, для микросхем повышающих преобразователей MAX17220/21/22/23/24/25 ток, потребляемый от цепей нагрузки (IQOUT), не превышает 300 нА, а токи, потребляемые от источника питания (IQINT, ISDT) равны всего 0,5 нА.

Кроме этого, повышающие преобразователи имеют одну специфическую особенность, на которую также необходимо обращать внимание. При использовании в качестве верхнего ключа полупроводниковых диодов или n-канальных MOSFET становится невозможным полное отключение выходного напряжения – при остановке преобразователя на его выходе присутствует напряжение питания, которое приводит к увеличению энергопотребления. Поэтому в микросхемах nanoPower реализована также технология True Shutdown, блокирующая появление напряжения на выходе преобразователей при их отключении.

На сегодняшний день в линейку малопотребляющих преобразователей nanoPower входят микросхемы для наиболее популярных схем преобразователей: понижающего и повышающего типов (таблица 2). Линейка повышающих преобразователей MAX17220…25 (рисунок 12) позволяет обеспечить нагрузку выходным напряжением 1,8…5 В, устанавливаемым путем выбора внешнего резистора RSEL с шагом 0,1 В. Входное напряжение при этом может находиться в диапазоне 0,4…5,5 В.

Высокая степень интеграции позволила использовать для микросхем MAX17220…25 миниатюрные шестивыводные корпуса WLP и µDFN и обойтись минимальным количеством внешних компонентов. Как видно из рисунка 12, кроме обязательных внешних реактивных элементов – конденсаторов CIN, COUT и накопительного дросселя, которые, во-первых технологически сложно изготовить в интегральном исполнении, а во-вторых, их параметры зависят от конкретного приложения, для работы микросхем требуется единственный внешний прецизионный (с точностью 1%) резистор RSEL, отвечающий за величину выходного напряжения.

Таблица 2. Характеристики микросхем nanoPower

Наименование Ток, потребляемый от выходных цепей IQOUT, нА Ток, потребляемый в выключенном состоянии ISDT, нА Максимальный ток накопительного дросселя, мА Выходной ток, мА Корпус Отладочная плата
MAX38640A 330 5 250 160 WLP/6 MAX38640EVKIT
MAX17220 300 0,5 225 205 WLP/6, µDFN/6 MAX17222EVKIT, MAX17220EVKIT
MAX17222 300 0,5 500 200 WLP/6 MAX17222EVKIT
MAX17223 300 0,5 500 205 WLP/6, µDFN/6 MAX17222EVKIT, MAX17220EVKIT
MAX17224 300 0,5 1000 205 WLP/6, µDFN/6 MAX17222EVKIT, MAX17220EVKIT
MAX17225 300 0,5 1000 205 WLP/6, µDFN/6 MAX17222EVKIT, MAX17220EVKIT

Рис. 12. Структурная схема микросхем MAX17220…25

В микросхемах MAX17220…25 реализован метод управления по току, поэтому величина индуктивности накопительного дросселя во многом определяет величину рабочей частоты преобразователя. Для большинства приложений на основе данных микросхем можно использовать малогабаритные дроссели в корпусе 0603 индуктивностью 2,2 мкГн с максимальным током 225 мА, 500 мА или 1 А. Все это позволяет реализовывать ультракомпактные повышающие преобразователи, занимающие на печатной плате площадь, не превышающую 6,75 мм2.

Аналогичными характеристиками обладают и микросхемы понижающих преобразователей MAX38640/41/42/43 (рисунок 13), позволяющие понижать входное напряжение 1,8…5,5 В до величины 0,7…3,3 В (микросхемы с суффиксом А) или до 0,5… 5,0 В (с суффиксом B). Так же, как и в рассмотренных выше повышающих преобразователях, для установки выходного напряжения MAX38640…43 используется единственный прецизионный резистор RSEL, а сами микросхемы требуют всего четырех внешних компонентов.

Рис. 13. Структурная схема микросхем MAX38640…43

Для ускорения выхода продуктов на рынок компания Maxim Integrated предлагает разработчикам максимальную поддержку, не ограничивающуюся только предоставлением всей необходимой технической документации. Так, например, на официальном сайте компании присутствуют математические модели, с помощью которых можно изучить электрические процессы разрабатываемых схем в специализированных средах разработки: автономной EE-Sim® OASIS Simulation Tool на основе ядра SIMPLIS® и онлайновой EE-Sim Design And SimulationTool. Обе среды ориентированы на разработку импульсных источников питания и позволяют на основе предлагаемых шаблонов собрать виртуальный аналог разрабатываемой схемы менее чем за 5 минут.

Кроме этого, для оценки реальных возможностей микросхем nanoPower компания Maxim Integrated предлагает специализированные отладочные платы. Так, например, для микросхем MAX17220…25 доступна отладочная плата MAX17222EVKIT (рисунок 14), состоящая из двух независимых частей, содержащих одну и ту же микросхему MAX17222, но изготовленную в разных корпусах: µDFN и WLP. В каталогах Maxim Integrated присутствует также аналогичная отладочная плата MAX17220EVKIT с установленными микросхемами MAX17220 (в двух вариантах корпусов) и MAX38640EVKIT с установленной микросхемой MAX38640A в корпусе WLP.

Рис. 14. Внешний вид отладочной платы MAX17222EVKIT

Заключение

Питание от батарей является далеко не тривиальной задачей, ведь для обеспечения максимально возможного времени автономной работы необходима тщательная проработка не только силовой части, но и узлов управления. Однако, как показывает практика, эти задачи целиком и полностью ложатся на плечи производителей электронных компонентов, ведь, как видно из материалов данной статьи, конечным разработчикам остается лишь адаптировать готовые решения под конкретное приложение.

Дополнительные материалы:

Статьи:

  1. Технология Maxim Integrated nanoPower: когда малый IQ имеет преимущества
  2. Контроль в спящем режиме: повышение КПД батарейного питания с помощью DC/DC MAX17225 nanoPower
  3. Один дроссель для всей системы: многоканальные преобразователи Maxim с технологиями SIMO и nanoPower
  4. Измерение мощности в режиме реального времени с помощью ИС регистратора потребляемой мощности
  5. Увеличение времени работы портативной электроники с помощью преобразователя на основе SIMO
  6. Борцы SIMO: особенности применения SIMO-преобразователей Maxim
  7. Выбор SIMO PMIC-преобразователя для проекта портативного устройства
  8. Увеличение энергоэффективности портативных устройств при помощи SIMO PMIC-преобразователей

Новости

  1. MAX17222 — длинная жизнь для маленьких вещей
  2. MAX38640/1/2/3 – понижающие конвертеры семейства NanoPower с ультранизким током потребления
  3. MAX17270 – преобразователь NanoPower SIMO PMIC для IoT с ультранизким потреблением

 

•••

Наши информационные каналы

Преобразователь 24/12 (15А) Калуга

Конвертер 24/12V (15A) предназначен для питания аппаратуры, входное напряжение которой — 12 В, от автомобильной или транспортной бортовой сети с номинальным напряжением 24 В. Максимальная величина тока — 15 А. Установку преобразователя рекомендуется производить при отключенной аккумуляторной батарее.

Преобразователь напряжения 24/12V (15A) — преобразователь напряжения служит для преобразования напряжения 20-30В в напряжение 14В и предназначен для автомобилей с номинальным напряжением бортовой сети 24В. Высокий максимальный ток нагрузки (15А) позволяет подключать различные, как маломощные (ТВ-приемник, радар-детектор, радиостанцию и др.), так и мощные потребители тока (магнитолу, холодильник, подогрев сидений и др.). Также возможно подключение ручного электроинструмента.

24/12V (15A) предназначен для подключения бытовых автомобильных приборов и другой аппаратуры с напряжением питания 12В к бортовой сети грузовых автомобилей и автобусов. Применяется на транспортных средствах (ТС) любой марки с напряжением бортовой сети 24В. Конвертер 24/12V (15A) собран на алюминиевом радиаторе, обеспечивающем надежный отвод тепла. В комплект поставки входит набор для монтажа и коммутации.

Импульсный преобразователь напряжения 24/12V (15A) предназначен для питания усилителя мощности радиочастотного диапазона и другой аппаратуры, рассчитанной на номинальное входное напряжение 12 В, от бортовой сети автомобиля с номинальным напряжением 24 Вольта. Преобразователь стабилизированного тока 24/12V (15A) обеспечивает электропитание устройств пользователя с суммарной потребляемой мощностью до 150 Вт.

Рекомендации по монтажу преобразователя 24/12V (15A):
Установку конвертера производить при отключенной аккумуляторной батарее.
1. Прибор установить вертикально на металлическом основании в защищенном от влаги месте салона ТС, обеспечив свободную циркуляцию воздуха, и надежно закрепить.
2. Вывод «24В» конвертера соединить проводом (сечением не менее 2,0мм²) с выводом «+» ТС.
3. Вывод «12В» конвертера соединить проводом (сечением не менее 2,0мм²) с выводом «+» потребителя.
4. Выводы «-» потребителя и «-» конвертера надежно соединить с «массой» ТС.

Понижающий преобразователь тока 24/12V (15A) преобразует входящее постоянное напряжение электрической сети автотранспорта от 20 до 32 Вольт, в постоянный ток напряжением 13.5 В. Импульсный адаптер питания 24/12V (15A) способен при кратковременном режиме работы выдерживать максимальный ток нагрузки 15 Ампер. Преобразователи напряжения серии 24/12V (15A) используются для подключения радиостанций и других приборов и устройств, требующих для своей работы напряжение питания 12 Вольт, к бортовому питанию грузового автомобиля (24 Вольта), катера и других транспортных средств, в которых используется другое напряжение питания. Импульсный преобразователь постоянного напряжения 24/12V (15A) обеспечивает защиту оконечных устройств от перенапряжения.

Функции импульсного преобразователя 24/12V (15A)
защита от короткого замыкания
защита от перепада напряжения на выходе
алюминиевый радиатор для отвода тепла

Преобразователь напряжения

Изобретение относится к электротехнике и может быть использовано для преобразования электрической энергии переменного и постоянного тока в постоянное стабилизированное напряжение. Далее рассматривается преобразователь напряжения постоянного напряжения в постоянное, так как преобразователь напряжения переменного напряжения в постоянное отличается только наличием двух дополнительных элементов: диодного моста и конденсатора, которые широко известны.

Известен преобразователь напряжения, включающий транзисторный ключ, трансформатор, сглаживающий фильтр, обводной диод, ШИМ-контроллер, датчик токовой защиты [1]. Однако работа такого преобразователя напряжения в параллель с другим преобразователем напряжения на общую нагрузку невозможна.

Наиболее близким по техническому существу к заявленному является выбранный в качестве прототипа преобразователь напряжения [2], содержащий транзисторный ключ, трансформатор, сглаживающий LC-фильтр, обводной диод, ШИМ-контроллер, датчик токовой защиты, двухобмоточный трансформатор тока, первая обмотка которого включена в выходную цепь, а вторая подключена к пиковому детектору, выход которого соединен с неинвертирующим входом первого операционного усилителя, а его инвертирующий вход через ограничительный резистор подключен к выводу «Параллель», которым снабжен каждый преобразователь напряжения, участвующий в параллельной работе, и которые соединены между собой [2, фиг.2,б]. Выход первого операционного усилителя подключен к накопительной емкости, которая соединена с инвертирующим входом второго операционного усилителя, а его неинвертирующий вход соединен с выходом токового детектора и средней точкой делителя, включенного на выходе преобразователя напряжения. Выход второго операционного усилителя соединен с инвертирующим входом усилителя ошибки ШИМ-контроллера.

Формирование сигнала ошибки осуществляется следующим образом. Величина тока на входе преобразователя напряжения определяется токовым трансформатором, а пиковый детектор преобразует ток в напряжение, которое подается на неинвертирующий вход первого операционного усилителя. На инвертирующий вход этого операционного усилителя поступает сигнал вывода «Параллель». Величина напряжения на этом выводе зависит от токов (предварительно преобразованных в напряжения) в других преобразователях напряжения. Схемотехника первого операционного усилителя такова, что напряжение на накопительной емкости будет определяться преобразователем с максимальным током. Напряжение с этой накопительной емкости подается на инвертирующий вход второго операционного усилителя. На неинвертирующий вход этого операционного усилителя поступает суммарный сигнал о величине выходного тока преобразователя напряжения и величине выходного напряжения. Напряжение на выходе второго операционного усилителя управляет ШИМ-контроллером. Чем ниже напряжение на выходе второго операционного усилителя, тем шире импульс на выходе ШИМ-контроллера, это приводит к повышению напряжения на выходе преобразователя напряжения, тем самым осуществляется принудительное равномерное распределение тока нагрузки между преобразователями напряжения. Возможным вариантом для такого преобразователя напряжения является включение первой обмотки токового трансформатора в цепь обводного диода, ток в которой пропорционален току нагрузки, но значительно меньше.

Недостатком этого преобразователя напряжения является неустойчивый пуск при параллельной работе на общую нагрузку большого количества мощных преобразователей напряжения когда сопротивление нагрузки составляет сотые доли Ома. При такой нагрузке первый запустившийся преобразователь напряжения принимает нагрузку за короткое замыкание и снижает выходное напряжение до нуля. Следующий запустившийся преобразователь напряжения также начинает работать при нулевом напряжении, оценивает нагрузку как короткое замыкание и также переходит в режим защиты от перегрузок.

Вероятность одновременного пуска нескольких преобразователей напряжения и заряда выходного конденсатора крайне мала. Устойчивый пуск системы параллельно включенных преобразователей напряжения невозможен в таких условиях.

Для устранения отмеченного недостатка в преобразователе напряжения, содержащем транзисторный ключ, трансформатор, сглаживающий LC-фильтр, обводной диод, ШИМ-контроллер, датчик токовой защиты, пиковый детектор, первый и второй операционные усилители, накопительную емкость, двухобмоточный трансформатор заменен на трехобмоточный, причем третья его обмотка подключена через регулируемый детектор к выводу «Блокировка по току» ШИМ-контроллера.

Сопоставительный анализ с прототипом показывает, что заявляемый преобразователь напряжения отличается наличием новых элементов: трехобмоточного трансформатора тока, дополнительного детектора с регулируемым выходным напряжением и их связями с остальными элементами схемы. Таким образом заявляемый преобразователь напряжения соответствует критерию «новизна».

Сравнение заявляемого решения с другими технически решениями показывает, что трехобмоточные трансформаторы и детекторы с регулируемым выходным напряжением широко известны. Однако при их введении в указанной связи с остальными элементами в заявляемый преобразователь напряжения вышеуказанные элементы проявляют новое свойство, что приводит к устойчивому пуску преобразователя напряжения в системе с аналогичным преобразователем напряжения, работающим в параллель на общую нагрузку, независимо от количества преобразователей напряжения и их мощности. Это позволяет сделать вывод о соответствии технического решения критерию «существенные отличия».

На фиг.1 представлена структурная схема преобразователя напряжения, на фиг.2 — параллельное включение трех преобразователей напряжения на общую нагрузку, на фиг.3 — потенциальная и токовая диаграммы пуска трех преобразователей напряжения, работающих в параллель на общую нагрузку.

Преобразователь напряжения (фиг.1) содержит ШИМ-контроллер 1, вывод которого «Выход А» соединен с базой транзистора 2, а в цепь истока включен датчик токовой защиты 3, напряжение с которого подается на «Вход пилообразного напряжения» ШИМ-контроллера 1 и через резистор 4 на вывод «Блокировка по току» ШИМ-контроллера 1.

В цепь стока транзистора включен трансформатор 5, вторичная обмотка которого подключена к выходу преобразователя напряжения одним концом через дроссель 6, другим — непосредственно. Также к концам вторичной обмотки подключен обводной диод 7 через первую обмотку токового трансформатора 8, а его вторая обмотка подключена к пиковому детектору 11, выход которого соединен с неинвертирующим входом операционного усилителя 12, а его инвертирующий вход через ограничительный резистор 13 — к выводу «Параллель».

Выход операционного усилителя 12 подключен к накопительной емкости 15, которая соединена с инвертирующим входом операционного усилителя 16, а его неинвертирующий вход соединен с выходом пикового детектора 11 и средней точкой делителя из резисторов 17 и 18, включенного на выходе. Выход операционного усилителя 16 соединен с выводом «Усилитель ошибки» ШИМ-контроллера 1. На выходе преобразователя напряжения включен сглаживающий конденсатор 10, а между инвертирующим входом и выходом операционного усилителя 16 — резистор 14, определяющий коэффициент усиления операционного усилителя 16.

Третья обмотка трансформатора тока 8 через детектор с регулируемым выходным напряжением 9 соединена с ШИМ-контроллером 1.

Преобразователь напряжения работает следующим образом. Работа рассматривается на примере пуска трех преобразователей напряжения, включенных в параллель на общую нагрузку (фиг.2).

Предположим, что раньше всех включился первый преобразователь напряжения (фиг.3) и начинает работать на нагрузку, которая значительно превышает его номинальную мощность. На выходе нарастает ток Iн и напряжение Uн, и в момент t1 (фиг.3) ток достигает значения Iогр, которое установлено регулятором детектора 9.

На интервале t1-t5 первый преобразователь напряжения работает в режиме ограничения тока на уровне Iогр., при этом нарастает ток и напряжение на нагрузке. В момент t2 включается преобразователь напряжения 2, и на интервале t2-t3 ток нарастает до значения Iогр. и на этом уровне сохраняется на интервале t3-t5. Одновременно продолжается нарастание тока и напряжения на нагрузке. В момент t4 включается третий преобразователь напряжения, и в момент t5 его ток нарастает до номинального значения Iном., а токи первого и второго преобразователей напряжения снижаются от Iорг. до Iном. Мощность на нагрузке достигает номинального значения, а токи в каждом преобразователе напряжения в момент t5 выравниваются на уровне Iпр1=Iпр2=Iпр3=Iном/3.

В установившемся режиме преобразователь напряжения работает так же как прототип [2].

Экспериментальные исследования заявленного преобразователя напряжения в составе выпрямителя мощностью 6 кВт, в который вошли восемь 900 Вт преобразователей напряжения, показали, что по сравнению с выпрямителем, составленным из преобразователей напряжения по схеме прототипа, обеспечивается устойчивый пуск выпрямителя.

Источники информации

1. Интегральные микросхемы. Микросхемы для импульсных источников питания и их применение. ДОДЭКА 2000. Высокочастотный ШИМ-контроллер UC 3825 Unitrode Products from Texas Instruments, стр.246, рис.18.

2. Производство источников электропитания промышленного и специального назначения -АЭИЭП, г.Москва, 2006, С.56-59, рис.2, 3.

Преобразователь напряжения, содержащий ШИМ-контроллер, соединенный выходом с базой транзистора, в цепь истока которого включен датчик токовой защиты, соединенного с входом пилообразного напряжения ШИМ-контроллера и через резистор на другой выход ШИМ-контроллера, при этом в цепь стока транзистора включен трансформатор, вторичная обмотка которого подключена к выходу преобразователя напряжения одним концом через дроссель, другим — непосредственно, на выходе преобразователя напряжения включен сглаживающий конденсатор, также к концам вторичной обмотки трансформатора подключен обводной диод через первую обмотку токового трансформатора, а его вторая обмотка подключена к пиковому детектору, выход которого соединен с неинвертирующим входом операционного усилителя, а инвертирующим входом через ограничительный резистор подключен к выводу «Параллель», выход операционного усилителя подключен к накопительной емкости, которая соединена с инвертирующим входом операционного усилителя, а его неинвертирующий вход соединен с выходом пикового детектора и средней точкой делителя из резисторов, включенных на выходе, кроме этого, выход операционного усилителя соединен с инвертирующим входом усилителя ошибки ШИМ-контроллера, а между инвертирующим входом и выходом операционного усилителя — резистор, определяющий коэффициент усиления операционного усилителя, отличающийся тем, что введенная в токовый трансформатор третья обмотка подключена через дополнительный детектор с регулируемым выходным напряжением к другому выходу ШИМ-контроллера.

Понижающий преобразователь с повышенным выходным током и большим коэффициентом преобразования

В статье описывается метод, позволяющий преодолеть недостатки преобразователя, работающего с большим коэффициентом преобразования, с помощью отвода на дросселе фильтра. В результате не только эффективно снижается коэффициент преобразования, но и обеспечивается повышение выходного тока.

Введение

Необходимость повысить КПД и снизить размеры импульсных источников питания существенно выросла во многих приложениях. Простой понижающий преобразователь широко применялся в неизолированных DC/DC-приложениях, в которых коэффициент преобразования напряжения составлял 5 : 1 и менее (например, для преобразования 24 В DC в 5 В DC), и где не использовалась гальваническая развязка между входом и выходом. Понижающий преобразователь все чаще находит применение в некоторых автономных приложениях, в которых требуется обеспечить напряжение логического уровня при отсутствии развязки с электросетями переменного тока. Поскольку для типичного значения переменного напряжения 220В выпрямленное постоянное напряжение составляет 310 В, понижение до 5 или даже до 12 В выполняется с коэффициентом, превышающим 20. Такой большой понижающий коэффициент приводит к высокому отношению пикового тока к его среднему значению и неудовлетворительному КПД преобразователя, особенно если требуемая мощность больше нескольких ватт.

Основные принципы работы понижающего преобразователя

Проанализируем работу типичного понижающего преобразователя, схема которого приведена на рисунке 1. Это преобразователь12 В, 300 мА с микросхемой управления по току (current mode) NCP1014 1 компании ON Semiconductor с внутренним силовым ключом 700 В. Стабилизация напряжения и обратная связь осуществляются с помощью цепи стабилитрона Z1 и оптрона U2. Максимальное значение тока силового ключа при номинальном токовом пороге составляет 450 мА. Максимальный выходной ток нагрузки преобразователя должен быть меньше этого значения из-за добавочной составляющей намагничивающего тока выходного дросселя. При максимальном значении тока нагрузки в 300 мА безопасное предельное значение намагничивающего тока должно быть равным 450 – 300 = 150 мА.

Рис. 1. Типичный автономный понижающий преобразователь

Минимально приемлемая индуктивность дросселя рассчитывается из этой величины тока и других параметров.
Передаточная функция от входа к выходу по постоянному току для понижающего преобразователя Vdc out = D Vdc, где D — коэффициент заполнения при переключении. Из формулы видно, что понижающий преобразователь, по сути, является линейным интегратором, в котором площадь под переключающим сигналом определяет выходное напряжение. Эта формула верна, только если ток в дросселе непрерывен в течение всего периода переключения. Для преобразователя, схема которого приведена на рисунке 1, это соотношение можно написать по-другому, определив требуемую продолжительность коэффициента заполнения D для типичного значения входного напряжения AC и выходного напряжения 12 В. При сетевом напряжении 120 В D = Vdc out/Vdc in = 12 В DC/170 В DC = 0,07, или 0,7%.
В уравнении Vdc in = 1,414 · 120 В АC = = 170 В DC благодаря пиковой зарядке ёмкостного фильтра автономного выпрямителя, состоящего из конденсаторов С1 и С3. Следует заметить, что при частоте и периоде переключения, соответственно, 100 Гц и 10 мкс силового ключа с D = 0,07 продолжительность включения Ton = 0,07 ∙ 10 мкс = 0,7 мкс. Другими словами, из 10 мкс силовому ключу требуется всего лишь 0,7 мкс для генерации требуемого выходного напряжения. Следует также обратить внимание на то, что для выходного напряжения величиной 5,5 В необходимое время включения должно быть равным около 0,3 мкс. Последнее значение приближается к величине типичной внутренней задержки распространения сигнала во многих контроллерах и может привести к сбоям или возникновениям автоколебаний, поскольку контроллер не в состоянии равномерно снизить продолжительность включения до величины, которая ниже времени задержки сигнала. Таким образом, видно, что большой коэффициент преобразования входного сигнала в выходной приводит к очень малому времени продолжительности включения силового ключа с типичной величиной соотношения между пиковым и средним значениями тока, т.к. за это время должен пройти пиковый ток нагрузки в дополнение к намагничивающему току дросселя, который мы определим с помощью индуктивности дросселя.
В то время, когда силовой ключ выключен, т.е. в течение 9,3 мкс, выходной дроссель должен поддерживать выходной ток нагрузки через импульсный диод D5. Напряжение на этом дросселе равно сумме выходного напряжения и прямого падения напряжения этого диода, или 13 В. Чтобы ток непрерывно протекал в течение этого времени (даже если его величина спадает линейно), минимальная индуктивность дросселя определяется из выражения E = L di/dt. Таким образом, L = (E dt)/di = (13 В · 9,3 мкс)/0,15 А = 800 мкГн. В данном случае вполне подойдет дроссель 820 мкГн с номинальным током 500 мА. Для разработчиков, которые привыкли использовать меньшие коэффициенты преобразования, это значение индуктивности достаточно высокое. Как уже говорилось, малое значение времени включения и необходимость прохождения через силовой ключ понижающего преобразователя максимального тока нагрузки совместно с внутренним намагничивающим током дросселя приводят к неудовлетворительному значению КПД, с точки зрения требований Energy Star для источников тока этого диапазона мощности. Те же самые расчеты, выполненные в отношении европейских электросетей 230 В переменного тока, дают еще менее удовлетворительный результат.

Решение на основе дросселя

Если продолжительность включения преобразователя повысить таким образом, чтобы площадь под переключающим сигналом за время переключения увеличилась за счет горизонтальной, а не вертикальной составляющей, мы получили бы ту же величину площади при меньшем пиковом токе и лучшем соотношении максимального тока к его среднему значению. Эту задачу можно реализовать с помощью цепи, показанной на рисунке 2.

Рис. 2. Понижающий преобразователь с ответвленным дросселем и повышенным выходным током

В ней делается отвод от обмотки дросселя таким образом, чтобы ток через диод, протекающий при выключенном силовом ключе, проходил лишь по отдельной части дросселя, а ток силового ключа — по всему дросселю. Сделав отвод на расстоянии ¼ от выходного конца и подключив разрядный диод, мы увеличим продолжительность включения силового ключа до значения D’ = 0,24, или 2,4 мкс (при частоте переключения 100 кГц). При желании выходной ток можно увеличить примерно в 3 раза почти до 1 А, не повышая пиковый ток силового ключа. Увеличенная продолжительность включения D’ и возросший пиковый ток Iboost определяются следующими выражениями: D’ = (N + 1)/[N + (Vin dc/Vout)], где N — соотношение между количеством витков двух частей дросселя до и после отвода. В данном случае обмотка в левой, или входной секции дросселя, содержит в три раза больше витков, чем его выходная часть. Увеличенный пиковый ток определяется выражением Iboost = (N + 1)/[(N ∙ V out/Vin dc) + 1]. В результате передаточная функция для напряжения по постоянному току становится равной Vout = Vin dc/{[(N + 1)/D’] — N}.
В дросселе с отводом ток проходит по всему количеству витков при включенном силовом ключе, а пиковый ток по-прежнему меньше предельного значения тока перегрузки в U1. Однако при выключении силового ключа ток на выходной части обмотки резко возрастает до пикового значения, которое в 4 раза больше тока во включенном состоянии, т.к. число витков секции дросселя, подключенной к диоду свободного хода, в 4 раза меньше их общего количества. (Следует иметь в виду, что на практике ток в дросселе может быть прерывистым). Типичная для рассматриваемого перехода форма сигнала тока изображена на рисунке 3. Участок А соответствует линейному нарастанию напряжения на всем дросселе при включенном силовом ключе. При его выключении происходит скачок тока на отрезке В в меньшей секции дросселя до пикового значения, определяемого соотношением между общим количеством витков и их количеством после ответвления (4 : 1). Затем ток спадает по линейному закону (участок С), пока не достигнет пороговой величины, заданной в контроллере. В этой точке силовой ключ включается, и цикл повторяется.

Рис. 3. Профиль тока дросселя с отводом

Рассчитаем требуемое минимальное значение индуктивности меньшей секции дросселя с отводом 3:1, исходя из нового значения коэффициента заполнения. Поскольку D’ = 2,4 мкс, время отключения или время свободного хода диода, равно 7,6 мкс. В результате индуктивность части дросселя, через которую протекает ток диода, L = (E ∙ dt)/di = (13 В ∙ 7,6 мкс)/1,8 A = 55 мкГн.
Значение тока на этот раз выбрано в 4 раза большим, чем номинал пикового тока для силового ключа NCP1014, т.е. 4 ∙ 0,45 A = 1,8 A. Следует заметить, что L в данном случае фактически оказывается равной 1/16 полной индуктивности обмотки во включенном состоянии транзистора, поскольку индуктивность пропорциональна N2. Таким образом, ее минимальное значение для всей обмотки дросселя составляет около 800 мкГн. Кроме того, необходимо помнить, что по меньшей части дросселя проходит ток, примерно в 3 раза превышающий среднее значение тока всей обмотки, и потому для минимизации активных потерь по постоянному току следует подобрать соответствующее сечение провода.
Площадь под сигналом тока через меньшую секцию в отключенном состоянии больше площади под сигналом тока через силовой ключ во включенном состоянии, и, следовательно, среднее значение выходного тока больше. У транзистора увеличиваются продолжительность времени D’, в течение которого по нему проходит ток, а также напряжение выключения. Фактически мы увеличили средний выходной ток понижающего преобразователя, не повысив пиковый ток силового ключа с помощью ответвленного дросселя.
Следует отметить, что преимущества от повышения выходного тока становятся менее заметными при снижении падения напряжения между входом и выходом. Если снова обратиться к соотношению Iboost = (N + 1)/[(N ∙ Vout/Vin dc) +1], можно увидеть, что по мере того как Vout приближается к значению Vin, знаменатель дроби стремится к N + 1, а всё выражение — к 1, поэтому преимущества нивелируются. При очень высоком входном напряжении значение этого выражения стремится к N + 1, а эффективное повышение выходного тока достигается за счет отвода в дросселе. Рассматриваемое выражение характеризует эффект повышения пикового тока, и фактическое увеличение выходного тока вызвано ростом средневзвешенного значения сигнала, что обусловлено интегрирующим эффектом дросселя.
Требуется задать токовый режим для диода, чтобы регулировать увеличение среднего значения выходного тока. При повышении общей индуктивности дросселя и, следовательно, индуктивности его ответвленной части снижение тока во время отключения или при свободном ходе, будет более пологим, и площадь под сигналом станет больше. В результате среднее значение выходного тока вырастет. Теоретически предельное значение выходного тока может возрасти в (N + 1) раз. Однако для этого потребуется дроссель с очень большой индуктивностью, что на практике оказывается не самым лучшим решением для большинства приложений. Соотношение 3 : 1 легко достигается без использования больших значений индуктивности.
Вопрос о том, где и как делать отвод от дросселя, очень важен, т.к. следует избегать нежелательного эффекта возникновения индуктивности рассеяния между двумя секциями обмотки. Ответвление делается с помощью многожильного провода, обеспечивающего симметричную и перемежающуюся намотку. У дросселя L2, изображенного на рисунке 2, витки должны располагаться ровно, без перекручиваний, что достигается одновременной намоткой четырех проводов, которые затем последовательно соединяются. Место подсоединения третьей секции к четвертой является отводом, идущим на разрядный диод.
Чтобы обеспечить более высокое выходное напряжение, была выбрана бифилярная конфигурация обмотки с двумя витками и отводом в средней точке в месте последовательного соединения двух проводов. В этом случае N в рассмотренном выше выражении рав­но 1, т.к. обмотки имеют равное число витков. Обычно выбирают конфигурацию с коэффициентом заполнения D’ в диапазоне 0,2…0,5. В стандартном понижающем преобразователе с D = Vout/Vin > 0,25 создание отвода в дросселе, скорее всего, не даст желаемого эффекта. Практика показала, что при отводе с N = 1; 2 или 3 (в зависимости от соотношения входного и выходного напряжений) удовлетворительные результаты обычно достигаются для большинства приложений.
Следствием применения дросселя с ответвлением является дополнительное отрицательное напряжение на истоке силового ключа U1 из-за того, что через разрядный диод D5 протекает ток только той части индуктивности, которая обращена к нагрузке. В другой части индуктивности, обращенной к силовому ключу, наводится ЭДС. Дополнительное отрицательное напряжение на части индуктивности, обращенной к силовому ключу, является суммой выходного напряжения преобразователя и падения напряжения на диоде, помноженной на соотношение общего количества витков обмотки к той ее части, которая подключена к диоду, т.е. приблизительно (12 + 0,8) ∙ 4 = 52 В. Рассеяние индуктивности между обмотками приводит к возникновению узкого всплеска с той же или более высокой амплитудой. Этот всплеск, величина которого зависит от номинального напряжения силового ключа демпфирующей цепи R/C (R4 и C8), находящейся между переключающимся узлом и общей выходной шиной, можно свести к минимуму с помощью упомянутого выше метода. При входном напряжении сети равным 270 В АС максимальное падение напряжения на силовом ключе составляет около 500 В или менее, что гораздо меньше 700 В — номинального напряжения для NCP1014.
Следует сказать еще об одной проблеме, связанной с использованием ответвленного дросселя — пульсации номинального тока выходного конденсатора С4. Резкое падение тока в дросселе в момент выключения силового ключа отражается на состоянии конденсатора, причем эффективное значение тока составляет примерно половину от его размаха. Эта величина значительно больше амплитуды сигнала треугольной формы, который проходит через выходной конденсатор стандартного понижающего преобразователя. В зависимости от эквивалентного последовательного сопротивления конденсатора ESR может возникнуть потребность в использовании нескольких выходных параллельно расположенных конденсаторов, что связано не только с необходимостью сгладить пульсации, но и свести к минимуму пульсацию напряжения на ESR конденсатора. В приложениях, где требуется минимизировать выходные пульсации, используется двухкаскадный π-образный сетевой фильтр с дросселем 4,7 мкГн и еще одним выходным конденсатором. Несмотря на такое усложнение схемы, метод использования дросселя с отводом в понижающем преобразователе позволяет повысить общий КПД автономных приложений.

Мощный понижающий преобразователь напряжения dc dc схема

Сразу после первого вояжа на машине с семьёй на море возникла идея сделать в автомобиле стационарную разводу розеток под USB для зарядки мобильных устройств. Кстати сейчас новые автомобили стали уже комплектовать с инверторами на 220В и соответственно розетками на 5В. Я таких машин ещё не встречал.
Да, в продаже если и есть адаптеры на для мобильных ПК то они предназначены для зарядки одного, максимум двух устройств при условии, что второе устройство не такое уж мощное. У меня в машине и так постоянно подключены 3 адаптера, но спрятаны они под колодкой предохранителей. А пассажиры пользуются адаптером, который втыкается в разъём в пепельнице, что мне не очень удобно, так как его постоянно задеваю при переключении передач. После дня пути обычно у пассажиров разрежаются все устройства и начинается возня с зарядками мобильников. Приходится даже свой навигатор отключать, чтобы зарядить чьё нибудь устройство. Можно было сделать, как делают многие, покупают колодку на несколько адаптеров и сопли проводов тянутся по всему салону. И так требуется устройство выдающие положенные 5 вольт и мощностью 10А. Много? Прикинем: 4 телефона, потребляют около 1А каждый, планшет порядка 2А, навигатор больше 0,5А видеорегистратор тоже 0,5А и радар-детектор около 0,5А. И того 7, 5 А. В процессе было собранно 3 преобразователя, но не один не мог выдерживать и 3А продолжительное время. Один так вообще загорелся.

Нормально заработала только эта схема, взятая с сайта РадиоКот www.radiokot.ru/circuit/power/converter/11/ автор которой Поляников Игорь (OldPol).
Так же на этой странице подробное описание процесса изготовления DC/DC преобразователя. Я не стал слепо копировать, перечертил схему устройства в DipTrace и сам развёл плату.

Схема преобразователя DC/DC на MC34063

Да, моя плата далека от идеала, умение разводить плату сравнимо с талантом. Полевик с диодом расположил так, чтобы можно было прицепить практически любой радиатор, сделав плату чуть длиннее, а крепёж уже по месту. Специально подгонять плату под корпус не стал в виду отсутствия такового. Нет принципиальной важности, использовать именно те детали, что использовал Игорь. У меня почти всё нашлось в первом раскуроченном блоке питания от компьютера. Не поспешил бы я выбросить сам корпус от БП можно было схему уместить в нём.

Для изготовления устройства понадобилось:
1. Конденсатор керамический С1 470 пФ (1шт)
2. Конденсатор электролитический С3,С5,С6 1000 мкФ, 16В (3шт)
3. Конденсатор электролитический С2 100 мкФ, 16В (1шт)
4. Конденсатор электролитический С4 470 мкФ, 25В лучше 50В(1шт)
5. Индуктивности DR1, DR2 типа гантелька (2шт)
6. Трансформатор импульсный DR3 кольцевой (1шт)
7. Индуктивность типа пенёк DR4 (1шт)
8. Винтовой клемник J1 (1шт)
9. Резистор R1 1,2 кОм (1шт)
10. Резистор R2 3,6 кОм (1шт)
11. Резистор R3 5,6 кОм (1шт)
12. Резистор R4 2,2 кОм (1шт)
13. Резистор R5 2,2 кОм или 1 кОм на 1ват (1шт)
14. Микроконтроллер U1 MC34063
15. Диод VD1, VD3 FR155 (2шт)
16. Диод VD2 SBL25L25CT (1шт)
17. Транзистор биполярный VT1 2SC1846 (1шт)
18. Полевой транзистор IRL3302 (1шт)
19. Панелька DIP8 (1шт)
20. Корпус по произвольным размерам

Основные компоненты: это сама микросхема U1, импульсный трансформатор DR3, мощный N канальный полевик VT2(может быть любым используемый в цепях питания) и диодная сборка VD2. Трансформатор VD3 изготовил из такого же трансформатора с того самого БП. Кольцо из пресспермалоя, желтого цвета. 27мм. Первичную обмотку набил проводом 2мм 22 витка, вторичную обмотку намотал проводом тоньше, 0,55мм 44 витка.
Индуктивности DR1 DR2 типа гантелька взял как есть из БП. Индуктивность типа пенёк DR4 тоже самое. Транзистор и диод разместил на радиаторе от того же БП.
Всё собрал на печатной плате собственной разработки. В ходе лабораторных испытаний пришлось внести изменения в предложенную автором схему. Дело в том что сам автор указывает на то что резистор R5 греется, даже замена на более мощный резистор проблему не решает. В течении часа резистор этот у меня почернел и обуглился. Решил попробовать увеличить сопротивление до 2,2кОм и всё греться он перестал. Транзистор VT1, перестраховался, заменил на более мощный. Трансформатор DR3 тоже сначала не много грелся, перемотал, добавил количество витков в первичную и во вторичную обмотки, стало 30 и 60. Не знаю что там с фронтами открытия полевого транзистора но схема работает нормально, при нагрузке в 2А устройство остаётся холодным. Радиаторы на транзистор и диод можно большие не ставить. Поставил на выходе +5В ферритовое кольцо, для уменьшения помех.

Вот мой первый, рабочий, испытательный прототип.

Испытание на сопротивление 1Ом сопротивление быстро нагрелось сила тока на фото.

И последние, кипятильник на 5В в работе. Смотрите силу тока на фото. Да вот тут уже начали греться транзистор с диодом.

Испытывал свой преобразователь на 5А работал почти весь день так немного тёплый. Потом нашёл старый блок питания от монитора которого уже нет. Плату пустил в разбор, в корпус уместил свою схему. Транзистор и диод расположил на кулере от старого ноутбука. В противоположной стороне коробки просверлил ряд отверстий. Очень даже получилось ничего. Воздух будет прокачиваться через всю схему.

Готовое устройство на установку в автомобиль.

Розетки двойные под USB планирую врезать в одну в переднюю панель вместо кнопки-зглушки и вторую к задним пассажирам в подлокотник передних сидений. Также думаю одинарную розетку в панель передней левой стойки и подвести питание к видеорегистратору который находится у зеркала. По данной схеме можно собрать вообще универсальный блок питания, то есть добавить каскад преобразования из 12В в 19В для питания ноутбука, что планирую в будущем.

Если вам нужен мощный и эффективный преобразователь низкого напряжения, например нужно получить +12в из имеющихся на борту камаза +24в и при этом нужна защита от превышения выходного тока и ещё и нельзя разрывать минусовой, общий провод то эта статья для вас.

Входное напряжение 15. 30в

Выходное напряжение 2. 15в

Выходной ток 20а (легко поднять вплоть до 50а)

Эффективность более 90%

Основное ТЗ: преобразователь из +24в в +12в для питания нагрузки (10. 250Вт) в грузовик с потерями на преобразование менее 10% и защитой выхода от перегрузки по току путём ограничения тока.

Сразу к делу, вот такая получилась у меня схемка:

Чтобы не было вопросов вроде «А почему тут такой компонент, почему тут такой номинал, почему тут такое количество ?» и тп. отвечу сразу: Делал из того что было в наличии по тем знаниям которые имел.

ШИМ U2 применён UC3843 как самый полнофункциональный и оптимальный по соотношению ценавозможности. Драйвер U4 IR2104 как самый дешёвый (надо всё же их куда то девать) вполне нормально прокачивает силовой ключь IRF3205 (почемуто люблю я именно их 110а 8мОм), выходной выпрямитель D3 я поставил MBR20100C который в паре с полевым транзистором (который управляется нижним плечём драйвера) и берёт на себя большую часть выходного тока. Такая парочка обеспечивает на выходе более чем достаточный для нагрузки ток, т.к. шоттки D3 работает только в короткий промежуток времени когда основной ключь Q1 уже закрылся а нижний ключ Q2 благодаря имеющейся в U4 задержке в 520 нсек ещё не открылся. Можно нижний ключь Q2 не ставить и всю работу на себя возмёт D2. В моём примере разводки платы предусмотрено два посадочных места для двух полевых транзисторов Q2, и я впаял на одно место полевик на другое место шоттки в аналогичном корпусе (ТО220). Короче, чтоб не загружать вам мозг ток диода D3 составляет менее 13 выходного тока.

Немного о контроле выходного тока.

Как известно для контроля выходного тока в плюсовом проводе есть много разных способов, самы доступный это низкоомный резистор падение напряжения на котором в дальнейшем усиливают и подают в цепь ОС, есть две основные схемы:

Дифференцианальный усилитель и преобразователь ток-напряжение , поигравшись с дифференциональным усилителем я пришёл к выводу что искат для него точные резисторы с допуском 1% и потом подстраивать ещё и многооборотным подстроечником это слишком кропотливо для такого простого применения, поэтому применил преобразователь ток-напряжение . В таком случае нам не потребуется двухполярное питание и всё что нужно это простое однополярное питание главное чтобы оно было хотя бы на пару вольт выще контролируемого, т.е. при выходном напряжении например +12в питание ОУ должно быть не ниже +14в что очень легко обеспечить имея на входе +24в.

Коэффициент усиления такой схемы Ку = R6*(R10/R9) , а напряжение на резисторе R10 = Ку*выходной ток. т.е. если R10 = 1.2кОм, R9 = 104ом, R6 = 0.0333ом, Ку = 0,3845 что при выходном токе 1,8а даст 0,7в на резисторе R10, соответственно при 18а на R10 будет .

Питание U3 производится через резистор R11 и ограничено стабилитроном D4 на 20в, это не обязательные элементы, я например D4 вообще не стал впаивать зная что входное напряжение не превысит 30в.

Токовый вход U2 имеет порог 1.0в, для настройки тока огранияения служит подстроечник RV1, на который поступает напряжение с повторителя напряжения выполненного на втором компараторе имеющемся в 8ногом корпусе LM358.

Цепь стабилизации напряжения это делитель выходного напряжения на резисторах R2 и R3 с выхода делителя напряжение поступает на вход ОС по напряжению U2 на этом входе напряжение сравнивается с ИОН имеющем потенциал 2,5в соответственно делитель расчитываем исходя из опорного 2,5в, для делителя R3 9.1кОм и R2 2.2кОм расчётное выходное напряжение преобразователя составляет 12,8в.

D2 показывает что сервисное питание +12в имеется

D5 показывает что выходное напряжение +13в также имеется

Диод D1 для тех кто любит путать полярность питающих проводов и задумка здесь в том чтобы летящие искры заствалили любителя путать полярность задуматся, впаивается вместо одного из входных электролитов.

Стабилизатор U1 на +12в обеспечивает питанием ШИМ U2 UC3843 и драйвер U4 IR2104. Есть 4 вида этого ШИМа что даёт вам дополнительные возможности:

  1. UC1842A — максимальный КЗ = 100% UVLO On = 16в UVLO Off = 10в
  2. UC1843A — максимальный КЗ = 100% UVLO On = 8,5в UVLO Off = 7,9в
  3. UC1844A — максимальный КЗ = 50% UVLO On = 16в UVLO Off = 10в
  4. UC1845A — максимальный КЗ = 50% UVLO On = 8,5в UVLO Off = 7,9в

UVLO Off — это напряжение питания при падении до которого ШИМ блокирует внутренюю логику, соответственно UVLO On — это напряжение при достижении которого выходная логика разблокируется это даёт вам возможность сделать БП который будет выключатся при падении напряжения питания до величины 10 или 7,9в и автоматического запуска при увеличении питающего напряжения до 16 и 8,5в соответственно, для этого нужно запитать ШИМ контролируемым напряжением, при этом учтите что высота выходных импульсов для UC384х в 8ногом корпусе будет равна напряжению на выводе питания (7я нога).

Пару слов о драйвере, здесь всё стандартно, нужно зашунтировать питание С17 и вольтодобавку С19, диод через который подпитывется конденстаор С19 должен успевать это делать поэтому лучше забудте о всяких там 1N4007.

С описанием схемы закончил, теперь немного о моём варианте разводки платы.

  • Основные требования исходя из которых я разводил плату:
  • обеспечить 4 посадочных места для входных электролитов диаметром до 13мм каждый
  • обеспечить 4 посадочных места для входных электролитов диаметром до 13мм каждый
  • обеспечить 4 посадочных места для низкоомных резисторов шунта в стандартном керамическом корпусе 5Вт
  • микросхемы ШИМа, драйвера и ОУ в корпусах SO8, резисторы smd 0603 и 1206
  • силовые ключи паралельно плате фланцем наружу для возможности закрепления их в виже «бутерброда» плата — ключ — радиатор
  • обеспечить возможность применения резистора R3 как в smd исполнении так и в виде подстроечника

Не скажу что плата получилась совершенно оптимальной, многое можно было ещё более оптимизировать, но в итоге имеем вот что:


Скажу предупрежу что первый вариант платы был разведён по схеме имеющейся только в голове что вылилось в банальную ошибку, были перепутаны выводы 2 и 3 ОУ, пришлось исправлять на уже готовой плате, после чего разводка была исправлена но пока больше не повторялась, поэтому возможно имеются недоделки и в принципиальной схеме, поэтому просьба если кто заметит косяки сразу сообщайте буду оперативно исправлять.

Понижающие DC-DC преобразователи все чаще и чаще находят свое применение в быту, хозяйстве, автомобильной технике, а также в качестве регулируемых блоков питания в домашней лаборатории.

К примеру, на большегрузном автомобиле напряжение бортовой кабельной сети может составлять +24В, а вам необходимо подключить автомагнитолу или другое устройство с входным напряжение +12В, тогда такой понижающий преобразователь вам очень пригодится.

Множество людей заказывают с различных китайских сайтов понижающие DC-DC преобразователи, но их мощность довольно таки ограничена, ввиду экономии китайцами на сечении обмоточного провода, полупроводниковых приборах и сердечниках дросселей, ведь чем мощнее преобразователь, тем он дороже. Поэтому, предлагаю вам собрать понижающий DC-DC самостоятельно, который превзойдет по мощности китайские аналоги, а также будет экономически выгоднее. По моему фотоотчету и представленной схеме видно, что сборка не займет много времени.

Микросхема LM2596 есть ни что иное, как импульсный понижающий регулятор напряжения. Она выпускается как на фиксированное напряжение (3.3В, 5В, 12В) так и на регулируемое напряжение (ADJ). На базе регулируемой микросхемы и будет построен наш понижающий DC-DC преобразователь.

Рекомендую к прочтению статью «Регулируемый стабилизатор напряжения на LM2576», микросхемы LM2576 и LM2596 практически идентичны, расположение выводов и обвязка одинаковые, разница в частоте генератора и некоторых параметров.

Схема преобразователя

Основные параметры регулятора LM2596

Входное напряжение………. до +40В

Максимальное входное напряжение ………. +45В

Выходное напряжение………. от 1.23В до 37В ±4%

Частота генератора………. 150кГц

Выходной ток………. до 3А

Ток потребления в режиме Standby………. 80мкА

Рабочая температура от -45°С до +150°С

Тип корпуса TO-220 (5 выводов) или TO-263 (5 выводов)

КПД (при Vin= 12В, Vout= 3В Iout= 3А). 73%

Хотя КПД может и достигать 94%, он зависит от входного и выходного напряжения, а также от качества намотки и правильности подбора индуктивности дросселя.

Согласно графика, взятого из даташита, при входном напряжении +30В, выходном +20В и токе нагрузки 3А, КПД должен составить 94%.

Также у микросхемы LM2596 есть защита по току и от перегрева. Замечу, что на неоригинальных микросхемах данные функции могут работать некорректно, либо вовсе отсутствуют. Короткое замыкание на выходе преобразователя приводит к выходу из строя микросхемы (проверил на двух LM-ках), хотя тут удивляться и нечему, производитель не пишет в даташите о присутствии защиты от КЗ.

Элементы схемы

Все номиналы элементов указаны на схеме электрической принципиальной. Напряжение конденсаторов С1 и С2 выбирается в зависимости от входного и выходного напряжения (напряжение входа (выхода) + запас 25%), я установил конденсаторы с запасом, на напряжение 50В.

Конденсатор C3 — керамический. Номинал его выбирается согласно таблицы из даташита. Согласно этой таблицы емкость C3 подбирается для каждого отдельного выходного напряжения, но так как преобразователь в моем случае регулируемый, то я применил конденсатор средней емкости 1нФ.

Диод VD1 должен быть диодом Шоттки, или другим сверхбыстрым диодом (FR, UF, SF и др.). Он должен быть рассчитан на ток 5А и напряжение не меньше 40В. Я установил импульсный диод FR601 (6А 50В).

Дроссель L1 должен быть рассчитан на ток 5А и иметь индуктивность 68мкГн. Для этого берем сердечник из порошкового железа (желто-белого цвета), наружный диаметр 27мм, внутренний 14мм, ширина 11мм, ваши размеры могут отличаться, но чем больше они будут, тем лучше. Далее мотаем двумя жилами (диаметр каждой жилы 1мм) 28 витков. Я мотал одиночной жилой диаметром 1,4мм, но при большой выходной мощности (40Вт) дроссель грелся сильно, в том числе и из-за недостаточного сечения жилы. Если мотать двумя жилами, то в один слой обмотку положить не удастся, поэтому нужно мотать в два слоя, без изоляции между слоями (если эмаль на проводе не повреждена).

Через резистор R1 протекает малый ток, поэтому его мощность 0,25Вт.

Резистор R2 подстроечный, но может быть заменен на постоянный, для этого его сопротивление рассчитывается на каждое выходное напряжение по формуле:

Где R1 = 1кОм (по даташиту), Vref = 1,23В. Тогда, посчитаем сопротивление резистора R2 для выходного напряжения Vout = 30В.

R2 = 1кОм * (30В/1,23В — 1) = 23,39кОм (приведя к стандартному номиналу, получим сопротивление R2 = 22кОм).

Таким образом, можно рассчитать сопротивление резистора R2 для любого выходного напряжения (в рамках возможного диапазона).

Также, зная сопротивление резистора R2, можно рассчитать выходное напряжение.

Испытания понижающего DC-DC преобразователя на LM2596

При испытаниях на микросхему был установлен радиатор площадью ≈ 90 см² .

Испытания я проводил на нагрузке сопротивлением 6,8 Ом (постоянный резистор, опущенный в воду). Изначально на вход преобразователя я подал напряжение +27В, входной ток составил 1,85А (входная мощность 49,95Вт). Выходное напряжение я выставил 15,5В, ток нагрузки составил 2,5А (выходная мощность 38,75Вт). КПД при этом составил 78%, это очень даже неплохо.

После 20 мин. работы понижающего преобразователя диод VD1 нагрелся до температуры 50°С, дроссель L1 нагрелся до температуры 70°С, сама микросхема нагрелась до 80°С. То есть, во всех элементах есть резерв по температуре, кроме дросселя, 70 градусов для него многовато.

Поэтому для эксплуатации данного преобразователя на выходной мощности 30-40Вт и более, необходимо мотать дроссель двумя (тремя) жилами и выбирать больший по размерам сердечник. Диод и микросхема могут долговременно держать температуру 100-120°С без каких-либо опасений (кроме нагрева всего что рядом находится, в том числе и корпуса). При желании можно установить на микросхему больший по размеру радиатор, а у диода VD1 можно оставить длинные выводы, тогда будет тепло отводиться лучше, либо прикрепить (припаять к одному из выводов) небольшую пластинку (радиатор). Также нужно как можно лучше залудить дорожки печатной платы, либо пропаять по ним медную жилу, это обеспечит меньший нагрев дорожек при долгой работе на большую выходную мощность.

Испытания продолжаются…

Подав на вход преобразователя напряжение +12В, входной ток составил 1,75А (потребляемая мощность 21Вт). Выходное напряжение я выставил 5,3 Вольт, выходной ток составил 2,5А (выходная мощность 13,25Вт), КПД при этом составил уже 63%.

После 20 мин. работы преобразователя дроссель L1 нагрелся до температуры 45°С, микросхема LM2596 нагрелась до температуры 70°С, температуру диода VD1 я не стал измерять, так как он был чуть горячим.

Пару слов о печатной плате…

В даташите представлен эскиз исполнения LM2596 в корпусе TO-220 с загнутыми выводами.

Я же покупал микросхему с прямыми выводами и сам их подгибал.

Так вот, перегнул я их не как в даташите, а наоборот. Соответственно печатную плату развел под неправильный изгиб выводов, но эта печатная плата оказалась удобнее. Даташитовский вариант мне не нравится вовсе, так как невозможно LM-ку установить на стенку корпуса блока питания или другого устройства. Поэтому я развел плату и под стандартный изгиб выводов, с возможностью установки большого радиатора или крепления к стенке корпуса. Поэтому, для вас в архиве лежат две рабочие печатные платы. Перемычки устанавливать как можно толще (диаметром не менее 1мм).

Печатная плата понижающего DC-DC преобразователя на LM2596 СКАЧАТЬ

10 шт., регулятор напряжения постоянного тока, синхронный выпрямитель, понижающий преобразователь, модуль питания 5,5-32 В, понижающий 12 В, 24 В д…

Оплата товара

Оплатить покупку можно большинством популярных средств оплаты (оператор платежей Alipay):

Банковская карта

Аккаунт QIWI

Мобильный платёж

Онлайн-банки

WebMoney

Безналичный перевод

ЮMoney

Ваши деньги будут переведены продавцу только после подтверждения вами получения товара или после истечения срока Защиты Покупателя.

Если вы оплачиваете банковской картой или другой электронной платёжной системой (например, Alipay, QIWI Wallet или Яндекс.Деньги), платёж будет принят в течение 24 часов.

При необходимости вы можете запросить отмену заказа после оплаты, если он ещё не был отправлен вам. Для этого вам нужно нажать «Отменить заказ» на странице заказа. Обратите внимание, что продавец должен подтвердить отмену заказа, и только после этого будет осуществлён денежный возврат.

Доставка товара

Ориентировочные сроки доставки:

  • Доставка из России: от 2 дней;
  • Стандартная доставка Почтой Китая: от 15 до 50 дней;
  • Доставка EMS: от 10 до 20 дней;
  • Экспресс-доставка SPSR: около 7 дней;

Доступные варианты доставки уточняйте у продавца для конкретного товара.

Гарантии продавца AliExpress

  • Базовые гарантии на все товары:
    • Своевременная доставка
      Каждый продавец AliExpress обязан гарантировать своевременную доставку товара. Если вы приобрели товар на сайте AliExpress, но не получили его в указанный продавцом срок, вы имеете право на полный возврат платежа;

    • Возвраты товаров и платежей
      Если товар не соответствует описанию или оказался низкого качества, вы можете подать заявку на полный возврат платежа и вернуть товар продавцу, либо оставить его себе и согласовать частичную компенсацию с продавцом;

  • Дополнительные гарантии на часть товаров:
    • Гарантия возврата
      Гарантия возврата автоматически распространяется на все товары, отправленные местной доставкой. Товары, покрываемые этой гарантией, подлежат возврату продавцу, если они в надлежащем состоянии и оригинальной упаковке;

    • Гарантия подлинности
      Если товар, обеспеченный этой гарантией, оказался подделкой, вы получите полный возврат платежа, включая стоимость доставки;

Disclaimer: Все торговые марки, зарегистрированные товарные знаки, названия продуктов, названия компаний или их логотипы указаны только для идентификационных целей и являются собственностью их соответствующих владельцев. Сервис LikeMall не продаёт товары и не оказывает платных услуг (пункт 3, Условия). Информационные материалы используются на основе партнёрских соглашений и из верифицированных источников. Если вы считаете, что ваши права нарушаются — свяжитесь с нами.Учебное пособие для понижающего преобразователя постоянного тока

Введение

Выключатель мощности был ключом к практичным переключателям регуляторов. До изобретения переключателя питания с вертикальным металлооксидным полупроводником (VMOS) переключение источников питания, как правило, было непрактичным.

Основная функция индуктора — ограничить скорость нарастания тока с помощью переключателя питания. Это действие ограничивает пиковый ток, который в противном случае ограничивался бы только сопротивлением переключателя. Ключевым преимуществом использования катушки индуктивности в импульсных регуляторах является то, что она накапливает энергию.Эта энергия может быть выражена в Джоулях как функция тока следующим образом:

E = ½ × L × I²

Линейный регулятор использует резистивное падение напряжения для регулирования напряжения, теряя мощность (падение напряжения, умноженное на ток) в виде тепла. Индуктивность импульсного регулятора действительно имеет падение напряжения и связанный с ним ток, но ток сдвинут по фазе на 90 градусов с напряжением. Благодаря этому энергия сохраняется и может быть восстановлена ​​в фазе разряда цикла переключения.Это приводит к гораздо более высокой эффективности и меньшему нагреву.

Что такое импульсный регулятор?

Импульсный стабилизатор — это схема, в которой для передачи энергии от входа к выходу используется переключатель мощности, индуктор и диод.

Основные компоненты схемы переключения могут быть преобразованы в понижающий (понижающий) преобразователь, повышающий (повышающий) преобразователь или инвертор (обратный ход). Эти конструкции показаны на рисунках 1 , 2 , 3 и 4 соответственно, где рисунки 3 и 4 идентичны, за исключением полярности трансформатора и диода.Схемы обратной связи и управления могут быть аккуратно вложены в эти схемы для регулирования передачи энергии и поддержания постоянной выходной мощности в нормальных рабочих условиях.


Рис. 1. Топология понижающего преобразователя.


Рисунок 2. Простой повышающий преобразователь.


Рисунок 3. Инвертирующая топология.


Рисунок 4.Трансформаторная обратноходовая топология.

Зачем нужен импульсный регулятор?

Импульсные регуляторы имеют три основных преимущества по сравнению с линейными регуляторами. Во-первых, эффективность переключения может быть намного лучше. Во-вторых, поскольку при передаче теряется меньше энергии, требуются компоненты меньшего размера и меньшее тепловое управление. В-третьих, энергия, запасенная катушкой индуктивности в импульсном регуляторе, может быть преобразована в выходное напряжение, которое может быть больше, чем входное (повышающее), отрицательное (инвертор), или даже может передаваться через трансформатор для обеспечения гальванической развязки по отношению к вход (рисунок 4).

Учитывая преимущества импульсных регуляторов, можно задаться вопросом, где можно использовать линейные регуляторы? Линейные регуляторы обеспечивают более низкий уровень шума и более широкую полосу пропускания; их простота иногда может предложить менее дорогое решение.

Правда, у импульсных регуляторов есть свои недостатки. Они могут быть шумными и требуют управления энергопотреблением в виде контура управления. К счастью, решение этих проблем управления интегрировано в современные микросхемы контроллера переключения режимов.

Регуляторы повышения давления

Фаза зарядки

Базовая конфигурация наддува изображена на рис. 5 . Предполагая, что переключатель был разомкнут в течение длительного времени и что падение напряжения на диоде отрицательное, напряжение на конденсаторе равно входному напряжению. Когда переключатель замыкается, входное напряжение + V IN подается на катушку индуктивности, и диод предотвращает разряд конденсатора + V OUT на землю. Поскольку входное напряжение является постоянным, ток через катушку индуктивности линейно возрастает со временем со скоростью, пропорциональной входному напряжению, деленному на индуктивность.


Рис. 5. Фаза зарядки: когда переключатель замыкается, ток через индуктор нарастает.

Фаза разряда

На рисунке 6 показана фаза разряда. Когда переключатель снова размыкается, ток индуктора продолжает течь в выпрямительный диод для зарядки выхода. По мере увеличения выходного напряжения наклон тока, di / dt, хотя катушка индуктивности меняется на противоположную. Выходное напряжение повышается до тех пор, пока не будет достигнуто равновесие или:

В L = L × di / dt

Другими словами, чем выше напряжение индуктора, тем быстрее падает ток индуктора.


Рисунок 6. Фаза разряда: при размыкании переключателя ток течет к нагрузке через выпрямительный диод.

В установившемся режиме работы среднее напряжение на катушке индуктивности за весь цикл переключения равно нулю. Это означает, что средний ток через катушку индуктивности также находится в установившемся состоянии. Это важное правило, регулирующее все топологии коммутации на основе катушек индуктивности. Сделав еще один шаг вперед, мы можем установить, что для заданного времени заряда t ON , заданного входного напряжения и при условии, что схема находится в равновесии, существует конкретное время разряда, t OFF , для выходного напряжения.Поскольку среднее напряжение на катушке индуктивности в установившемся режиме должно быть равно нулю, мы можем рассчитать для схемы повышения напряжения:

V IN × t ВКЛ = t ВЫКЛ × V L

И потому что:

V ВЫХ = V IN + V L

Затем мы можем установить связь:

V OUT = V IN × (1 + t ON / t OFF )

Используя соотношение для рабочего цикла (D):

t ВКЛ / (t ВКЛ + t ВЫКЛ ) = D

Затем для схемы наддува:

V OUT = V IN / (1-D)

Аналогичные выводы можно сделать для понижающей схемы:

V ВЫХ = V IN × D

А для схемы инвертора (обратноходовой):

V OUT = V IN × D / (1-D)

Методы управления

Из выводов для повышения, понижения и инвертора (обратного хода) можно видеть, что изменение рабочего цикла управляет установившимся выходом по отношению к входному напряжению.Это ключевая концепция, регулирующая все коммутационные цепи на основе индукторов.

ШИМ в режиме напряжения

Наиболее распространенный метод управления, показанный на рис. 7 , — это широтно-импульсная модуляция (ШИМ). Этот метод берет образец выходного напряжения и вычитает его из опорного напряжения, чтобы установить небольшой сигнал ошибки (V ERROR ). Этот сигнал ошибки сравнивается с сигналом линейного изменения генератора. Компаратор выдает цифровой выход (PWM), который управляет переключателем питания.Когда напряжение на выходе схемы изменяется, V ERROR также изменяется и, таким образом, вызывает изменение порогового значения компаратора. Следовательно, ширина выходного импульса (PWM) также изменяется. Это изменение рабочего цикла затем перемещает выходное напряжение, чтобы уменьшить сигнал ошибки до нуля, тем самым завершая контур управления.


Рис. 7. Сигнал переменной ошибки генерирует сигнал переключения с широтно-импульсной модуляцией.

На рис. 8 показана практическая схема, использующая повышающую топологию, сформированную с помощью MAX1932.Эта ИС представляет собой интегрированный контроллер со встроенным программируемым цифро-аналоговым преобразователем (ЦАП). ЦАП устанавливает выходное напряжение в цифровом виде через последовательный канал. R5 и R8 образуют делитель, измеряющий выходное напряжение. R6 фактически отключен от цепи, когда напряжение ЦАП совпадает с опорным напряжением (1,25 В). Это связано с тем, что на R6 имеется нулевое напряжение и нулевой ток. Когда выход ЦАП равен нулю (земля), R6 фактически параллелен R8. Эти два условия соответствуют минимальному и максимальному диапазону регулировки выхода 40 В и 90 В соответственно.


Рис. 8. MAX1932 представляет собой интегральную схему повышения напряжения с управлением в режиме напряжения.

Затем сигнал делителя вычитается из внутреннего опорного напряжения 1,25 В и затем усиливается. Этот сигнал ошибки затем выводится на вывод 8 в качестве источника тока. Это вместе с парой дифференциальных входов образует усилитель крутизны. Такое расположение используется потому, что выход усилителя ошибки имеет высокий импеданс (источник тока), что позволяет регулировать усиление схемы путем изменения R7 и C4.Эта компоновка также дает возможность обрезать усиление контура для получения приемлемого запаса устойчивости. Затем сигнал ошибки на контакте 8 направляется в компаратор и выводится для включения переключателя питания. R1 — это токоизмерительный резистор, который измеряет выходной ток. Когда ток недопустимо высок, схема ШИМ отключается, тем самым защищая схему.

Тип переключения (топология) на рисунках 7 и 8 классифицируется как контроллер режима напряжения (VMC), поскольку обратная связь регулирует выходное напряжение.Для анализа мы можем предположить, что если коэффициент усиления контура бесконечен, выходное сопротивление для идеального источника напряжения равно нулю.

ШИМ токового режима

Другой широко используемый тип управления — это управление в режиме тока (CMC). Этот метод регулирует выходной ток, и при бесконечном усилении контура выходной сигнал является источником с высоким импедансом. В CMC токовая петля вложена в более медленную петлю напряжения, как показано на рис. 9 ; рампа создается крутизной тока катушки индуктивности и сравнивается с сигналом ошибки.Таким образом, когда выходное напряжение проседает, CMC подает больший ток на нагрузку. Преимущество CMC — способность управлять током катушки индуктивности. В VMC ток индуктора не измеряется. Это становится проблемой, потому что катушка индуктивности вместе с конденсатором выходного фильтра образует резонансный резервуар, который может звенеть и даже вызывать колебания. Управление текущим режимом определяет ток катушки индуктивности для исправления несоответствий. Хотя это сложно сделать, тщательно подобранные компоненты компенсации могут эффективно подавить этот резонанс в VCM.


Рисунок 9. Широтно-импульсная модуляция в токовом режиме.

Повышающие регуляторы точки нагрузки (POL)

Схема на рис. 10 использует CMC с контроллером MAX668. Эта схема повышения аналогична рисункам 7 и 8, за исключением того, что R1 определяет ток катушки индуктивности для CMC. R1 и некоторые внутренние компараторы обеспечивают ограничение тока. R5 в сочетании с C9 фильтрует шум переключения на резисторе считывания, чтобы предотвратить ложное срабатывание ограничения тока.Внутренний порог ограничения тока MAX668 является фиксированным; изменяя резистор R1, регулируется уставка ограничения тока. Резистор R2 устанавливает рабочую частоту. MAX668 — это универсальная интегральная схема, которая может обеспечивать широкий диапазон преобразований постоянного тока в постоянный.

Внешние компоненты MAX668 могут иметь высокое напряжение, что обеспечивает большую гибкость для приложений с большой мощностью.


Рис. 10. MAX668 для схемы наддува с управлением по току.

Для портативных устройств с низким входным напряжением, требующих меньшей мощности, рекомендуются MAX1760 и MAX8627 (выходной ток 1A).Эти последние устройства используют внутренние полевые транзисторы и измеряют ток, используя сопротивление полевых транзисторов для измерения тока катушки индуктивности (чувствительный резистор не требуется).

Преобразователь nanoPower Boost
Повышающие преобразователи

широко используются в бытовой электронике для повышения и стабилизации проседания напряжения литий-ионных аккумуляторов под нагрузкой. Новым и растущим потребительским рынком является Интернет вещей (IoT), «облачная» сеть беспроводных взаимосвязанных устройств, которые часто включают аудио, видео, приложения для умного дома и носимые устройства.Тенденция к Интернету вещей в сочетании с зеленой энергией (стремление к сокращению потерь энергии и переходу к возобновляемым формам производства энергии) требует, чтобы небольшие устройства работали автономно в течение длительных периодов времени при небольшом потреблении энергии. Синхронный повышающий преобразователь MAX17222 nanoPower отвечает всем требованиям. MAX17222 предлагает входной диапазон от 400 мВ до 5,5 В, ограничение пикового тока катушки индуктивности 0,5 А и выходное напряжение, которое выбирается с помощью одного стандартного резистора 1%. Новый режим True Shutdown обеспечивает токи утечки в диапазоне наноампер, что делает его поистине наноэнергетическим устройством!

На рисунке 11 показаны основные элементы MAX17222 в отношении токов отключения и покоя.


Рисунок 11. MAX17222 Токи отключения и покоя

Функция True Shutdown отключает выход от входа без прямого или обратного тока, что приводит к очень низкому току утечки. Входной ток покоя (I QINT ) для MAX17222 составляет 0,5 нА (разрешить открытие после запуска), а выходной ток покоя (I QOUT ) составляет 300 нА.

Понижающие регуляторы

На рисунке 12 показана упрощенная версия архитектуры Maxim Quick-PWM ™.Чтобы проанализировать эту понижающую схему, мы начнем с сигнала обратной связи ниже порога регулирования, определенного эталоном. Если ошибок прямого тока нет, то однократный таймер t ON , который вычисляет время включения для DH, включается немедленно вместе с DH. Этот расчет t ON основан на делении выходного напряжения на входное, что приблизительно соответствует времени включения, необходимому для поддержания фиксированной частоты переключения, определяемой константой K. Как только истечет время однократного таймера t ON , DH выключен, а DL включен.Затем, если напряжение все еще ниже порога регулирования, DH немедленно включается. Это позволяет току индуктора быстро нарастать в соответствии с требованиями нагрузки. После достижения равновесия с нагрузкой среднее напряжение катушки индуктивности должно быть равно нулю. Поэтому мы рассчитываем:


Рисунок 12. Упрощенная блок-схема управления Maxim Quick-PWM.

t ON × (V IN — V OUT ) = t OFF × V OUT

Перестановка:

V OUT / (V IN — V OUT ) = t ON / t OFF

Добавление 1 к обеим сторонам и сбор условий:

V OUT / V IN = t ON / (t ON + t OFF )

Поскольку коэффициент заполнения равен D:

t ВКЛ / (t ВКЛ + t ВЫКЛ ) = D

Для понижающей схемы:

D = V ВЫХ / V IN

Запатентованный компанией Maxim метод управления Quick-PWM имеет некоторые преимущества перед PWM.Управление Quick-PWM генерирует новый цикл, когда выходное напряжение падает ниже порога регулирования. Следовательно, тяжелые переходные процессы вынуждают выходную мощность падать, немедленно запуская новый рабочий цикл. Это действие приводит к ответу на скачок нагрузки 100 нс. Также важно отметить, что в отличие от понижающей схемы на рисунке 1, на рисунке 12 для разрядного тракта вместо диода используется полевой МОП-транзистор (Q2). Такая конструкция снижает потери, связанные с падением на диоде; сопротивление в открытом состоянии канала MOSFET удваивается как измерение тока.Поскольку для стимулирования схемы к переключению требуются пульсации выходного напряжения, для поддержания стабильности требуется конденсатор выходного фильтра с некоторым ESR. Архитектура Quick-PWM также может быстро реагировать на изменения линейного входа, напрямую подавая сигнал входного напряжения на вычислитель времени включения. Другие методы должны ждать, пока выходное напряжение не упадет или не взлетит, прежде чем предпринимать какие-либо действия, а это часто бывает слишком поздно.

Контроллер понижающего блока питания памяти DDR

Практическое применение Quick-PWM можно найти в рис. 13 .MAX8632 — это встроенный блок питания памяти DDR. Наряду с понижающей схемой Quick-PWM (VDDQ), MAX8632 объединяет высокоскоростной линейный стабилизатор (VTT) для управления переходными процессами шины, присутствующими в системах памяти DDR. Линейный регулятор имеет определенные преимущества перед переключателями: линейные регуляторы не имеют индуктора для ограничения скорости нарастания тока, поэтому очень быстрая скорость нарастания тока может обслуживать переходные процессы нагрузки. Для более медленных схем потребуются конденсаторы большой емкости для обеспечения тока нагрузки до тех пор, пока источник питания не сможет нарастить ток для обслуживания нагрузки.


Более подробное изображение (PDF, 76kB)
Рис. 13. MAX8632 использует архитектуру Quick-PWM от Maxim и линейный регулятор для обеспечения полной системы питания DDR. Устройство может использоваться как основной графический процессор или как стандартный источник питания базовой логики.

Эффективность

Один из самых больших факторов потери мощности для коммутаторов — это выпрямительный диод. Рассеиваемая мощность — это просто прямое падение напряжения, умноженное на протекающий через него ток.Обратное восстановление кремниевых диодов также может привести к потерям. Эти потери мощности снижают общую эффективность и требуют управления температурой в виде радиатора или вентилятора.

Чтобы свести к минимуму эти потери, в импульсных регуляторах можно использовать диоды Шоттки, которые имеют относительно низкое падение прямого напряжения и хорошее обратное восстановление. Однако для максимальной эффективности вы можете использовать переключатель MOSFET вместо диода. Эта конструкция известна как «синхронный выпрямитель» (см. рисунки, 12, 13 и 14, ).Выключатель синхронного выпрямителя разомкнут, когда главный выключатель замкнут, и то же самое верно и наоборот. Для предотвращения перекрестной проводимости (и верхний, и нижний переключатели включены одновременно) схема переключения должна быть прерывистой перед включением. Из-за этого диод по-прежнему должен работать в течение интервала между размыканием главного переключателя и замыканием переключателя синхронного выпрямителя (мертвое время). Когда полевой МОП-транзистор используется в качестве синхронного переключателя, ток обычно течет в обратном направлении (исток — сток), и это позволяет встроенному внутреннему диоду проводить ток в течение мертвого времени.Когда переключатель синхронного выпрямителя замыкается, ток течет через канал MOSFET. Из-за очень низкого сопротивления канала для силовых полевых МОП-транзисторов стандартное прямое падение выпрямительного диода может быть уменьшено до нескольких милливольт. Синхронное выпрямление может обеспечить КПД значительно выше 90%.


Рисунок 14. Синхронное выпрямление для понижающей цепи. Обратите внимание на встроенный диод в корпусе MOSFET.

Режим пропуска повышает эффективность легкой нагрузки

Функция, предлагаемая во многих современных контроллерах переключения, — это режим пропуска.Режим пропуска позволяет регулятору пропускать циклы, когда они не нужны, что значительно повышает эффективность при малых нагрузках. Для стандартной понижающей схемы (рис. 1) с выпрямительным диодом отказ от инициирования нового цикла просто позволяет разрядить ток индуктора или энергию индуктора до нуля. В этот момент диод блокирует любой обратный ток через индуктивность, и напряжение на катушке индуктивности стремится к нулю. Это называется «прерывистый режим» и показан на рис. 15 . В режиме пропуска новый цикл инициируется, когда выходное напряжение падает ниже порога регулирования.В режиме пропуска и прерывистой работе частота коммутации пропорциональна току нагрузки. С синхронным выпрямителем, к сожалению, несколько сложнее. Это связано с тем, что ток катушки индуктивности может измениться в переключателе MOSFET, если затвор остается включенным. MAX8632 включает в себя компаратор, который определяет, когда ток через катушку индуктивности меняет направление, и размыкает переключатель, позволяя внутреннему диоду полевого МОП-транзистора блокировать обратный ток.


Рисунок 15.В прерывистом режиме индуктор полностью разряжается, а затем напряжение на индукторе остается на нуле.

Рисунок 16 показывает, что режим пропуска обеспечивает повышенную эффективность при малой нагрузке, но за счет шума, поскольку частота переключения не фиксирована. Техника управления с принудительной ШИМ поддерживает постоянную частоту переключения и изменяет отношение цикла заряда к циклу разряда при изменении рабочих параметров. Поскольку частота переключения является фиксированной, спектр шума относительно узок, что позволяет использовать простые методы фильтрации нижних частот или режекторных фильтров для значительного уменьшения размаха пульсаций напряжения.Поскольку шум может быть помещен в менее чувствительную полосу частот, ШИМ популярен в телекоммуникационных и других приложениях, где шумовые помехи являются проблемой.


Рисунок 16. КПД с режимом пропуска и без него.

Понижающий преобразователь точки нагрузки высокой мощности

Переключатели питания MOSFET теперь интегрированы с контроллерами, образуя однокристальные решения, такие как схема MAX1945, показанная на , рис. 17, . У этого чипа есть металлическая заглушка на нижней стороне, которая отводит тепло от кристалла, поэтому 28-контактный корпус TSSOP может рассеивать более 1 Вт, позволяя схеме подавать более 10 Вт на свою нагрузку.При частоте переключения 1 МГц размер выходной катушки индуктивности и конденсаторов фильтра можно уменьшить, что дополнительно сэкономит ценное пространство и количество компонентов. По мере того, как технологии переключения мощности MOSFET продолжают совершенствоваться, производительность в режиме переключения будет расти, что еще больше снизит стоимость, размер и проблемы управления температурным режимом.


Рис. 17. MAX1945 — это внутреннее устройство переключения на 6 А с уменьшенным количеством деталей и небольшой занимаемой площадью для экономии места на плате.

Понижающий преобразователь POL с низким энергопотреблением

Высокоэффективные понижающие (понижающие) преобразователи MAX1836 / MAX1837 имеют предустановку 3.Выходное напряжение 3 В или 5 В при напряжении питания до 24 В. Используя внешние резисторы обратной связи, выходное напряжение можно регулировать от 1,25 В до VIN. Внутренний переключающий полевой МОП-транзистор с ограничением тока обеспечивает ток нагрузки до 125 мА (MAX1836) или 250 мА (MAX1837). Уникальная схема управления с ограничением тока, работающая с рабочими циклами до 100%, сводит к минимуму падение напряжения (120 мВ при 100 мА). Кроме того, эта схема управления снижает ток питания при малых нагрузках до 12 мкА. Высокие частоты переключения позволяют использовать крошечные катушки индуктивности и выходные конденсаторы для поверхностного монтажа.Понижающие преобразователи MAX1836 / MAX1837 с внутренними переключаемыми полевыми МОП-транзисторами доступны в 6-контактных корпусах SOT23 и 3 мм x 3 мм TDFN, что делает их идеальными для недорогих, маломощных и компактных приложений.

Понижающий преобразователь nanoPower

MAX3864xA / B — это семейство nanoPower сверхмалых понижающих (понижающих) DC-DC преобразователей тока 330 нА, работающих от 1,8 В до 5,5 В и поддерживающих токи нагрузки до 175 мА, 350 мА, 700 мА с повышенным пиковым КПД. до 96%. В выключенном состоянии ток выключения составляет всего 5 нА.Устройства обеспечивают сверхнизкий ток покоя, малый общий размер решения и высокую эффективность во всем диапазоне нагрузок. MAX3864xA / B идеально подходят для аккумуляторных приложений, где длительное время автономной работы является обязательным. Семейство MAX3864xA / B использует уникальную схему управления, которая обеспечивает сверхнизкий ток покоя и высокую эффективность в широком диапазоне выходного тока. Устройства MAX3864xA / B предлагаются в компактном 6-контактном корпусе (WLP) размером 1,42 x 0,89 мм (2 x 3 выступа, шаг 0,4 мм), а также в 6-выводном корпусе μDFN размером 2 x 2 мм. .

Сводка

Хотя методы коммутации сложнее реализовать, коммутационные схемы почти полностью заменили линейные источники питания в широком диапазоне портативных и стационарных конструкций. Это связано с тем, что схемы переключения обеспечивают более высокую эффективность, меньшие размеры компонентов и меньше проблем с терморегулированием.

Адаптивный детектор порогового значения тока для адаптивного понижающего преобразователя во включенном состоянии при небольшой нагрузке

  • 1.

    Ni, C., & Tetsuo, T. (2007). Адаптивное исследование с постоянным включением времени (D-CAP ™) в приложениях для ноутбуков. Texas Instruments , Отчет по применению . http://www.ti.com/lit/an/slva281b/slva281b.pdf. Декабрь 2007 г.

  • 2.

    Ши, Л. Ф., и Сюй, Л. Ю. (2014). Схема частотной компенсации для адаптивного понижающего регулятора с постоянным включением. IET Power Electronics, 7 (7), 1805–1809.

    Артикул Google Scholar

  • 3.

    TPS51315 Лист данных. (2012). Понижающий синхронный коммутатор на 10 А со встроенными полевыми МОП-транзисторами. Texas Instruments , http://www.ti.com.cn/cn/lit/ds/symlink/tps51315.pdf. Август 2012.

  • 4.

    Нам, Х., Ан, Й., и Ро, Дж. (2012). Понижающий преобразователь с адаптивным управлением ЧИМ по времени и регулируемым выходным напряжением. Аналоговые интегральные схемы и обработка сигналов, 71 (2), 327–332.

    Артикул Google Scholar

  • 5.

    Цзин, X. С., & Мок, Филип К. Т. (2013). Быстрый импульсный повышающий преобразователь с фиксированной частотой, адаптируемый по времени, с повышенным КПД при небольшой нагрузке и предсказуемым спектром шума. IEEE Journal of Solid-State Circuits, 48 (10), 2442–2456.

    Артикул Google Scholar

  • 6.

    Ли, М. К., Цзин, X. С., и Мок, Филип К. Т. (2011). Повышающий преобразователь с адаптивной выдержкой времени и выходным напряжением 14 В с квазификсированной частотой в полном диапазоне нагрузки. В материалах международного симпозиума IEEE по схемам и системам (стр. 233–236).

  • 7.

    Ли Дж. (2009). Управление токовым режимом: моделирование и его цифровое приложение .Государственный университет Блэксбурга, Вирджиния. Кандидат наук. Тезис.

  • 8.

    Гилдерслив М., Форгани-заде Х. П. и Ринкон-Мора Г. А. (2002). Комплексный анализ мощности и высокоэффективный преобразователь постоянного тока со скачкообразной перестройкой режимов. В документе Proceeding of IEEE Asia Pacific Conference on ASIC (стр. 153–156).

  • 9.

    Ю., Х. Д. (2011). Новая стратегия управления снижением пульсаций выходного напряжения понижающих преобразователей. В Протоколы конференции и выставки прикладной силовой электроники IEEE , (стр.1910–1914).

  • 10.

    Тао Ю. и Парк С. Дж. (2009). Новый преобразователь постоянного тока в постоянный с уменьшенной пульсацией. Журнал силовой электроники, 9 (3), 396–402.

    Google Scholar

  • 11.

    Роберт У. Э. и Драган М. (2004). Основы силовой электроники . Нью-Йорк: Клувер.

    Google Scholar

  • 12.

    Li, Q. Q., Лай, X. Q., & Ye, Q. (2016). Адаптивный по времени понижающий преобразователь фиксированной частоты с линейной компенсацией. IET Power Electronics, 9 (9), 1801–1807.

    Артикул Google Scholar

  • 13.

    Стратакос, Дж. (1998). Высокоэффективное преобразование постоянного тока в постоянное при низком напряжении для портативных устройств . Калифорнийский университет, доктор философии. Диссертация (стр. 361–397).

  • 14.

    Арбеттер Б., Эриксон Р., & Максимович, Д. (1995). Конструкция преобразователя постоянного тока в постоянный для систем с батарейным питанием. В материалах ежегодной конференции специалистов по силовой электронике IEEE (стр. 103–109).

  • 15.

    ADP1870 / ADP1871 Лист данных. (2012). Синхронный понижающий контроллер с постоянным включением и режимом минимального тока. Аналоговые устройства . http://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/ADP1870_1871.pdf

  • 16.

    Маллиган, М.Д., Броуч Б. и Ли Т. Х. (2006). Метод постоянной частоты для повышения эффективности работы синхронных понижающих преобразователей при малой нагрузке. IEEE Power Electronics Letters, 3 (1), 24–29.

    Артикул Google Scholar

  • Трехрежимный понижающий преобразователь постоянного тока с переключаемым индуктором и конденсатором с многоразовым летучим конденсатором и детектором нулевого тока Bang-Bang для широкого диапазона токов нагрузки

    Электроника 2020,9, 1202 11 из 11

    Каталожные номера

    1 .

    Man, T.Y .; Mok, P.K .; Чан, М. Широтно-импульсный модулятор с автоматическим выбором частоты для понижающих преобразователей с улучшенной эффективностью при малой нагрузке

    . В материалах Международной конференции по твердотельным схемам IEEE 2008 г.

    (ISSCC), Сан-Франциско, Калифорния, США, 3–7 февраля 2008 г .; С. 440–441.

    2.

    Liou, W .; Ага, М .; Куо, Ю. Высокоэффективная двухрежимная ИС понижающего преобразователя для портативных приложений.

    IEEE Trans. Power Electron. 2008 г., 23, 667–677.[CrossRef]

    3.

    Lin, J.-Y .; Hsu, Y.-C .; Линь, Ю.-Д. Понижающий преобразователь постоянного тока в постоянный с низким уровнем электромагнитных помех и треугольным механизмом расширения спектра

    . Энергия 2020,13, 856. [CrossRef]

    4.

    Чо, Ю.-К .; Park, B.H .; Хён, С.-Б. Повышающий преобразователь постоянного тока в постоянный с дельта-сигма-модулятором с динамическим масштабированием выходного напряжения

    . Электроника 2020,9, 498. [CrossRef]

    5.

    Bandyopadhyay, S .; Ramadass, Y.K .; Chandrakasan, A.P.20

    µ

    Преобразователь постоянного / постоянного тока с А на 100 мА с 2.От 8 до

    Батарейный источник питания 4,2 В для портативных устройств, 45-нм CMOS. В материалах конференции IEEE International

    Solid-State Circuits Conference (ISSCC) 2011 г., Сан-Франциско, Калифорния, США, 20–24 февраля 2011 г .; С. 386–388.

    6.

    Парк, с .; Чо, Дж .; Лук-порей.; Yoon, E. Понижающий преобразователь 12,3 PWM с> 80% PCE в 45

    µ

    A-to-4 mA нагрузках

    с использованием аналого-цифрового гибридного управления для имплантируемых биомедицинских систем. В материалах Международной конференции по твердотельным схемам (ISSCC) 2015 г. IEEE

    , Сан-Франциско, Калифорния, США, 22–26 февраля 2015 г .; стр.1–3.

    7.

    Mulligan, M.D .; Броуч, Б .; Ли, Т. Низковольтный понижающий преобразователь 3 МГц с улучшенной нагрузочной способностью Light

    . В материалах Международной конференции по твердотельным схемам (ISSCC) 2007 г., IEEE,

    Сан-Франциско, Калифорния, США, 11–15 февраля 2007 г .; С. 528–620.

    8.

    Navidi, M.M .; Грэм, Д. Регулируемый нагнетательный насос с чрезвычайно низкой пульсацией на выходе. Электроника

    2019,8, 1293. [CrossRef]

    9.

    Балло, А.; Grasso, A.D .; Палумбо, Г. Обзор топологий нагнетательного насоса для управления питанием

    узлов Интернета вещей. Электроника 2019,8, 480. [CrossRef]

    10.

    Choi, M .; Чон, Д.-К. Конструкция гибридного преобразователя постоянного тока в постоянный с плавным переключением с двухфазным переключаемым конденсатором

    и индуктором 0,8 нГн для стандартного процесса КМОП. Электроника 2020,9, 372. [CrossRef]

    11.

    Эль-Дамак, Д .; Bandyopadhyay, S .; Chandrakasan, A.P. Преобразователь постоянного тока

    с переключаемым конденсатором с повышенным КПД 93%, использующий сегнетоэлектрические конденсаторы на кристалле.В материалах конференции IEEE International

    по твердотельным схемам (ISSCC) 2013 г., Сан-Франциско, Калифорния, США, 17–21 февраля 2013 г .; С. 374–375.

    12.

    Салем, Л.Г .; Мерсье, П. 4.6 Полностью интегрированный преобразователь постоянного тока

    с 15-кратным рекурсивным переключаемым конденсатором с эффективностью 85% и диапазоном выходного напряжения от 0,1 до 2,2 В. В материалах конференции IEEE International Solid-State

    Circuits Conference (ISSCC) 2014 г., Сан-Франциско, Калифорния, США, 9–13 февраля 2014 г .; стр.88–89.

    13.

    Baek, J .; Lee, J .; Shin, S .; Юнг, М .; Чо, Г. Понижающий преобразователь конденсатора с переключаемой катушкой индуктивности с мощностью> 85% КПД

    при нагрузках от 100 мкА до 300 мА с использованием безупречного детектора нулевого тока. В материалах конференции по специализированным интегральным схемам (CICC)

    IEEE 2018 г., Сан-Диего, Калифорния, США, 8–11 апреля 2018 г .; С. 1–4.

    14.

    Masaya, M .; Юсуке, А .; Daehwa, P .; Акира, М. Малошумящий самокалибрующийся динамический компаратор для высокоскоростных АЦП

    .В материалах конференции IEEE Asian Solid-State Circuits Conference (ASSCC) 2008 г., Фукуока,

    Япония, 3-5 ноября 2008 г .; С. 269–272.

    ©

    2020 Авторы. Лицензиат MDPI, Базель, Швейцария. Эта статья представляет собой статью

    в открытом доступе, распространяемую в соответствии с условиями лицензии Creative Commons Attribution

    (CC BY) (http://creativecommons.org/licenses/by/4.0/).

    Цепь определения перехода через нуль по току

    для понижающего преобразователя модели синхронного выпрямления

    [1] Носато Х., Касаи Ю.Очень недорогая низкочастотная система ПЛК на основе DS-CDMA для линий электропередачи постоянного тока [C]. Международный симпозиум IEEE по линиям электропередач и их приложениям, 2012: 398-403.

    DOI: 10.1109 / isplc.2012.6201320

    [2] Вильсун Сюй, Вэньцун Ван.Технология силовой электронной сигнализации — новый класс приложений силовой электроники [J]. Транзакции IEEE в интеллектуальной сети, 2010, 1 (3): 332-339.

    DOI: 10.1109 / tsg.2010.2066293

    [3] Као Ю-Чиен, Го Хуан-Чжи, Линь Инь-Цзы.Высокопроизводительная архитектура VLSI для внутреннего предсказания и выбора режима при кодировании видео H. 264 / AVC [C]. Азиатско-Тихоокеанская конференция по схемам и системам, 2006 г., 15 (2): 426-428.

    DOI: 10.1109 / apccas.2006.342532

    [4] Хуан Юй-Вэнь, Се Бин-Ю, Чен Дун-Цзянь.Проектирование аппаратной архитектуры для внутрикадрового кодера H. 264 / AVC [C]. Международный симпозиум по схемам и системам, 2004: 321-325.

    DOI: 10.1109 / iscas.2004.1329260

    [5] Хуан Юй-Вэнь, Се Бин-Ю, Чен Дун-Цзянь.Проектирование быстрого алгоритма анализа и архитектуры СБИС для внутрикадрового кодера H. 264 / AVC [C]. IEEE Transactions on Circuit and Systems for Video Technology, 2005: 236-240.

    DOI: 10.1109 / tcsvt.2004.842620

    [6] Ван Ту-Чжи, Хуан Юй-Вэнь, Фан Хун-Чи.Анализ производительности аппаратно-ориентированных модификаций алгоритмов в H. 264 [C]. Акустика речи и обработки сигналов, 2003: 412-416.

    DOI: 10.1109 / icassp.2003.1202411

    [7] Чжу Сянкуй, Инь Хайбинь, Гао Вэнь.Архитектура конвейера внутреннего предсказания для кодировщика AVS [C]. Бытовая электроника (ICCE), 2010: 335-340.

    DOI: 10.1109 / icce.2010.5418722

    Понижающие преобразователи постоянного тока в постоянный ток

    — Diodes Inc

    Компания

    Diodes Incorporated разработала широкий спектр понижающих преобразователей постоянного тока в постоянный ток с надежным набором функций и приложений.Эти понижающие преобразователи предлагают высокую эффективность, экономическую эффективность, гибкость конструкции и широкий спектр других преимуществ, заключенных в компактных и компактных конструкциях.

    AP64350

    Вход от 3,8 В до 40 В, синхронный понижающий преобразователь с низким IQ 3,5 А

    Просмотр подробностей

    AP64351

    Вход от 3,8 В до 40 В, синхронный понижающий преобразователь с низким IQ 3,5 А

    Просмотр подробностей

    AP64352

    3.Вход с 8 В на 40 В, синхронный понижающий преобразователь с низким IQ 3,5 А

    Просмотр подробностей

    AP64500

    Вход от 3,8 В до 40 В, синхронный понижающий преобразователь с низким IQ, 5 А

    Просмотр подробностей

    AP64501

    Вход от 3,8 В до 40 В, синхронный понижающий преобразователь с низким IQ, 5 А

    Просмотр подробностей

    AP63200

    Вход 3,8–32 В, синхронный понижающий уровень 2 А с низким IQ и улучшенным подавлением электромагнитных помех

    Просмотр подробностей

    AP63201

    Общего назначения

    3.Вход 8–32 В, синхронный понижающий уровень 2 А с низким IQ и улучшенным подавлением электромагнитных помех

    Просмотр подробностей

    AP63203

    Вход 3,8–32 В, синхронный понижающий уровень 2 А с низким IQ и улучшенным подавлением электромагнитных помех

    Просмотр подробностей

    AP63205

    Вход 3,8–32 В, синхронный понижающий уровень 2 А с низким IQ и улучшенным подавлением электромагнитных помех

    Просмотр подробностей

    AP63300

    3.Вход 8–32 В, синхронный понижающий уровень 3 А с низким IQ и улучшенным подавлением электромагнитных помех

    Просмотр подробностей

    AP63301

    Вход 3,8–32 В, синхронный понижающий ток 3 А с низким IQ и улучшенным подавлением электромагнитных помех

    Просмотр подробностей

    AP63356

    Вход 3,8–32 В, синхронный понижающий уровень 3,5 А с низким IQ и улучшенным подавлением электромагнитных помех только ШИМ

    Просмотр подробностей

    AP63357

    3.Вход 8–32 В, синхронный понижающий уровень 3,5 А с низким IQ и улучшенным подавлением электромагнитных помех PFM / PWM

    Просмотр подробностей

    AP62150

    Входной сигнал с 4,2 В на 18 В, синхронный понижающий преобразователь с низким IQ 1,5 А

    Просмотр подробностей

    AP62200

    Входное напряжение от 4,2 В до 18 В, синхронный понижающий преобразователь с низким IQ, 2 А, ЧИМ / ШИМ

    Просмотр подробностей

    AP62200T

    4.Вход с 2 В на 18 В, синхронный понижающий преобразователь 2 А с низким IQ, PFM / PWM, Vref 0,463 В

    Просмотр подробностей

    AP62201

    Входное напряжение от 4,2 В до 18 В, синхронный понижающий преобразователь с низким IQ, 2 А, только ШИМ

    Просмотр подробностей

    AP62250

    Входной сигнал от 4,2 В до 18 В, высокочастотный синхронный понижающий преобразователь 2,5 А

    Просмотр подробностей

    AP62300

    4.Вход с 2 В на 18 В, синхронный понижающий преобразователь с низким IQ, 3 А, PFM / PWM

    Просмотр подробностей

    AP62300T

    Входное напряжение от 4,2 В до 18 В, синхронный понижающий преобразователь с низким IQ, 3 А, ЧИМ / ШИМ, Vref 0,463 В

    Просмотр подробностей

    AP62301

    Входное напряжение от 4,2 В до 18 В, синхронный понижающий преобразователь с низким IQ, 3 А, только ШИМ

    Просмотр подробностей

    AP62600

    4.Вход с 5 В на 18 В, синхронный понижающий преобразователь с полным набором функций на 6 А

    Просмотр подробностей

    AP61100Q

    Соответствует автомобильным требованиям, входное напряжение от 3,8 В до 5,5 В, синхронный понижающий преобразователь с низким IQ, 1 А

    Просмотр подробностей

    AP61102Q

    Соответствует требованиям автомобильной промышленности, входное напряжение от 3,8 В до 5,5 В, синхронный понижающий преобразователь с низким IQ, 1 А, с PG

    Просмотр подробностей

    AP63356Q

    Соответствует автомобильным требованиям, 3.Вход от 8 В до 32 В, синхронный понижающий преобразователь с низким IQ, 3,5 А

    Просмотр подробностей

    AP63357Q

    Соответствующий автомобильным требованиям, вход от 3,8 В до 32 В, синхронный понижающий преобразователь с низким IQ 3,5 А, работающий в PFM

    Просмотр подробностей

    AP64350Q

    Соответствует автомобильным требованиям, входное напряжение от 3,8 В до 40 В, синхронный понижающий коэффициент 3,5 А с низким IQ и программируемой частотой

    Просмотр подробностей

    AP64351Q

    Соответствует автомобильным требованиям, 3.Вход от 8 до 40 В, синхронный понижающий коэффициент 3,5 А с низким IQ и программируемым плавным пуском

    Просмотр подробностей

    AP64352Q

    Соответствует автомобильным требованиям, входное напряжение от 3,8 В до 40 В, синхронный понижающий коэффициент 3,5 А с низким IQ, программируемой частотой и плавным пуском

    Просмотр подробностей

    * Автомобильная продукция соответствует требованиям AEC-Q и производится на сертифицированных IATF 16949 предприятиях, поддерживающих документацию PPAP.

    Преобразователь постоянного тока Victron Buck-Boost на 25 А / 50 А / 100 А

    Описание

    Преобразователь постоянного тока в постоянный для зарядки служебной батареи 12/24 В в транспортных средствах с интеллектуальной динамо-машиной.

    DC-DC преобразователь Victron Energy Buck-Boost — это преобразователь постоянного тока в постоянный для зарядки служебной батареи 12/24 В в транспортных средствах с интеллектуальной динамо-машиной. Поскольку при работающем двигателе эти динамо-машины (питаемые от бортовой электроники двигателей Euro 5 и 6) не всегда вырабатывают правильный зарядный ток, преобразователь постоянного тока в постоянный необходим для правильной зарядки служебной батареи.

    Приложения:
    • Контролируемая зарядка дополнительной / второй батареи
    • Автоматическое включение и выключение электрических устройств в транспортных средствах, контролируемых уникальным протоколом обнаружения работы двигателя.

    Общие характеристики:
    • Понижающий-повышающий преобразователь полностью программируемый
    • Входное напряжение 10-30 В постоянного тока
    • Выходное напряжение 10-30 В постоянного тока
    • Выходной ток (макс. При 12 В) 25, 50 или 100 А
    • Выходной ток (макс. При 24 В) 12,5, 25 или 50 А
    • Регулируемый ограничитель тока
    • Автоматическое включение при работающем двигателе
    • Выход для включения / выключения нагрузки
    • Контроль температуры аккумуляторной батареи (опция)
    • Светодиодные индикаторы состояния
    • Соединения M8
    • USB для настройки / мониторинга
    • Монитор батареи

    Общее описание:
    Серия понижающих-повышающих преобразователей представляет собой программу специально разработанных преобразователей постоянного / постоянного тока для полностью контролируемой зарядки. аккумулятор или аккумуляторный блок.Применение необходимо в случае автомобилей с интеллектуальной системой управления генератором
    , а также для общей защиты генератора в литиевых системах.

    Генераторы двигателей Euro 5 и 6, управляемые бортовой электроникой, часто даже при работающем двигателе подают слишком низкое напряжение зарядки
    . В результате для зарядки дополнительной батареи необходим понижающий / повышающий преобразователь. В случае
    для литиевых систем генератор переменного тока должен быть защищен от перегрузки, приводящей к перегреву, который возникает в
    , потому что управление напряжением генератора переменного тока не может предвидеть нулевое сопротивление систем литиевых батарей.
    Чтобы гарантировать, что стартовый аккумулятор транспортного средства всегда загружается с приоритетом, блоки серии Buck / Boost будут обеспечивать мощность только при работающем двигателе. Это возможно благодаря встроенному датчику работы двигателя и связанному с
    программируемому переключению с задержкой времени. Это также предотвращает падение напряжения на борту транспортного средства на
    слишком низкое. Нет необходимости вмешиваться в систему автомобиля, устанавливать отдельный датчик работы двигателя или вмешиваться
    в систему шины CAN.Помимо этого обнаружения, оборудование серии Buck / Boost также может быть включено с помощью программируемого входа
    .

    Серия Buck / Boost полностью программируется с помощью очень простого и легкого приложения для ПК. Выходной ток
    имеет регулируемое автоматическое ограничение. Автоматическая остановка активируется, как только температура приближается на
    ° С к предварительно установленному максимуму.

    Выходное напряжение полностью регулируется и не зависит от входного напряжения благодаря автоматическому регулированию понижающего / повышающего напряжения.
    Этот контроль также гарантирует, что ток никогда не превысит установленное значение. Также не тогда, когда входное напряжение на 900 30 выше, чем выходное напряжение.

    Как устранить неполадки понижающего преобразователя постоянного тока

    В этой статье рассматривается поиск и устранение неисправностей в основных электронных системах, которые не всегда работают по плану: импульсные, низковольтные, DC-DC, однофазные, неизолированные, базовые схемы понижающего преобразователя.

    Общие правила поиска и устранения неисправностей преобразователя

    При поиске и устранении неисправностей важно учитывать, какие переменные имеют значение, и уменьшать количество возможных причин отказа.

    Вот несколько рекомендаций, которые вам помогут:

    • Вы должны надежно заставить систему не устранять неполадки. Проблема, которая уходит сама по себе, возвращается сама собой.
    • Изменяйте только одну вещь за раз и обратите внимание на эффект.
    • Если схема перестала работать, спросите: «Что изменилось?» Было ли событие, совпавшее с неудачей?
    • Посмотрите, связана ли неисправность с платой преобразователя, микросхемой или нагрузкой.

    Имея в виду эти концепции, вот девять общих проблем, с которыми вы можете столкнуться при проектировании понижающего преобразователя постоянного тока, и некоторые вероятные причины.

    Выходное напряжение для измерения 10-кратного датчика. Изображение Эрика Богатина

    Проблема №1: слишком много пульсаций

    Если вы видите слишком большую пульсацию, возможно, индуктивность слишком мала — более высокие значения дают меньшую пульсацию, но более медленную переходную характеристику.

    Кроме того, имейте в виду, что большой ток пульсаций индуктора означает более высокие пиковые токи и большую вероятность насыщения индуктора, особенно при высоких температурах, и большую нагрузку на полевые транзисторы.

    Другими проблемами могут быть C выход слишком низкий (недостаточно памяти для хранения вывода) или C выход ESR (эквивалентное последовательное сопротивление) слишком высокое (вызывая падение ИК-излучения C на выходе ) .

    Наконец, низкая частота коммутации вызовет большую пульсацию.

    Уровень шума, измеренный 10-кратным пробником. Снимок экрана Эрика Богатина из книги «Как измерить шум в импульсных источниках питания (ИИП)»

    Проблема № 2: Не запускается

    Во-первых, задайте себе вопрос: правильно ли установлен (или вытянут) штифт «включения»? То же самое и с хорошей выходной мощностью.

    Сбой при запуске может произойти из-за чрезмерной емкости нагрузки (как для FPGA), которая действует как короткое замыкание и запускает ограничение тока.У некоторых микросхем есть функции гашения и плавного пуска, чтобы справиться с этим.

    Установите максимально возможное значение предельного тока, чтобы избежать ложных срабатываний, и обсудите с инженером FPGA, чтобы оптимизировать емкость на системном уровне.

    Наконец, убедитесь, что V в не провисает и блокировка УФ-излучения не активируется из-за спада входного сигнала.

    Проблема № 3: Напряжение на выходе при выключенном состоянии

    Если ваша цепь действительно отключена, но вы видите напряжение на выходе, обычно оно исходит от другой силовой цепи.Проверьте, нет ли неочевидных путей к другим активным рельсам.

    Проблема № 4: Плохое регулирование

    При удаленном обнаружении В, выход плохое регулирование может быть вызвано омическим падением напряжения в тракте питания, возможно, из-за шины (одиночная выходная линия преобразователя мощности), которая распределяется на слишком много нагрузок на плате. Вот почему иногда избегают использования микросхем многорельсовых преобразователей («PMIC») в пользу нескольких преобразователей рядом с их нагрузками.

    Если ваш вывод измерения напряжения зашумлен, держите его расположение в чистоте и убедитесь, что все резисторы, связанные с сигналом считывания, размещены рядом с контроллером.

    Другое объяснение заключается в том, что ваше опорное напряжение может быть нестабильным из-за недостаточной фильтрации.

    Проблема № 5: Медленная переходная реакция

    Основная причина здесь в том, что может быть слишком большая основная выходная емкость или слишком большая катушка индуктивности.

    Другая проблема может заключаться в компенсации плохого шлейфа. Характеристики петли трудно полностью охарактеризовать без правильного оборудования. Но даже если у вас нет анализатора цепей, вы можете использовать ступенчатую нагрузку и наблюдать переходные звонки — это очень дешево расскажет вам.

    Кроме того, в процессе разработки компенсация обычно должна изменяться при изменении расчетной нагрузки. Например, вы используете заводской оценочный модуль с половиной его расчетной нагрузки? Вы видите проблему.

    Проблема № 6: Нестабильность

    C out ESR может быть причиной нестабильности, поскольку оно вводит ноль в отклик контура, из-за чего кривая усиления перестает спускаться и начинает двигаться в сторону, размывая или устраняя запасы усиления. Если нулевая частота достаточно низкая, усиление не перейдет через нуль до того, как фаза перейдет на 180 °.

    Более дешевые микросхемы преобразователя могут иметь внутреннюю компенсацию для экономии внешних компонентов, но убедитесь, что ваш C out соответствует минимальному и максимальному диапазону C out ESR, в котором они будут стабильными.

    Другие объяснения нестабильности могут включать плохое определение напряжения или схему суммирующего узла или шум.

    Обязательно сгенерируйте график Боде с помощью программного обеспечения для проектирования и проверьте границы фазы и усиления, включая превышение температуры.

    Проблема № 7: Низкая эффективность

    Конденсатор начальной загрузки должен быть достаточно большим, чтобы обеспечивать заряд затвора полевого транзистора верхнего плеча — в противном случае этот полевой транзистор может не включиться полностью и затем сгореть.Резистор, включенный последовательно с выводом усиления, можно использовать для настройки включения для управления звонком.

    Измерение КПД силовой цепи (особенно выше 90%) нетривиально, поскольку требует измерения тока и отношения двух величин мощности. Надеюсь, вы охарактеризовали вклад каждого компонента в потери с помощью инструмента для работы с электронными таблицами, который обычно говорит вам, что полевые МОП-транзисторы и сопротивление катушки индуктивности («DCR» или сопротивление постоянному току) являются основными источниками потерь тепла.

    График зависимости КПД от частоты для понижающего импульсного регулятора. График взят из таблицы данных LT8610 от Linear Tech / Analog Devices.

    Проблема № 8: Проблемы с низкой температурой

    Помните, что ESR у электролитических крышек увеличивается при низких температурах, а емкость также падает.

    Проблема № 9: Проблемы PMBus

    На общей шине передачи данных убедитесь, что другой узел не болтает периодически, когда вы не смотрите.

    Также убедитесь, что используемые подтяжки достаточно сильны: подтяжки 47 кОм (как в ПЛИС) не так хороши, как 10 кОм.

    Заключение

    Если вы не знаете, что делать, возьмите больше данных — это даст вам что-то для анализа, создания идей и обсуждения в команде.

    .

    Добавить комментарий

    Ваш адрес email не будет опубликован. Обязательные поля помечены *